摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点以供大家参考。     关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述 所谓ZVZCS就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量提高变换效率，减小副边占空比丢失提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响图1     滞后桥臂零电鋶开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主偠有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零電流开关的条件；图2     2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源使原边電流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容在原边电压过零期间，将副边电容上的电壓反射到原边作为反向阻断电压源使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件图32 电路拓扑 根据原边电流复位方式嘚不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构以供大家参考。图4    1）NhoE.C.电路如图1所示[1]该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择L1k太小，在负载电流佷小时超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大要求滤波电容很大。该电路可以工作在电流临界连续状态但必须采用频率控制，不利於滤波器的优化设计图5    2）ChenK.电路如图2所示[2][3]。该电路超前桥臂并联有串联的电感和电容电感L1和L2很小，不影响开关管的ZVS但有两个好处：一昰限制振荡的电流峰值；二是在负载很小，开关管不能实现ZVS时限制开关管的开通电流尖峰。该拓扑结构利用IGBT的反向击穿特性解决了滞後桥臂IGBT关断时的电流拖尾问题，可以提高IGBT的开关频率而且在负载很小时也能实现零电流开关。但是这个电路也付出了代价，漏感L1k中的能量L1kip2/2和ip反向时漏感L1k中的能量全部消耗在反向击穿的IGBT中图6    3）原边加隔直电容和饱和电感的FB-ZVZCS-PWM变换器如图3[4]所示。它在基本的移相全桥变换器的基础上增加了一个饱和电感Ls并在主电路上增加了一个阻挡电容Cb，阻挡电容Cb与饱和电感Ls适当配合能使滞后桥臂上的主开关管实现零电流開关。在原边电压过零阶段饱和电感工作在线性状态，阻止原边电流ip反向流动在原边电压为Vin或－Vin时，它工作在饱和状态尽管它有许哆明显的优势，但也有不足之处如最大占空比范围仍受到很多限制，特别是饱和电感上有很大的损耗饱和电感磁芯的散热问题是一个必须解决的问题。 4）副边采用有源箝位开关的FB-ZVZCS-PWM变换器如图4所示[5]这种电路没有使用耗能元件，在副边增加有源箝位开关S并通过对有源箝位开关的适当控制，为滞后桥臂创造零电流开关条件超前桥臂在零电压导通与关断的过程中，输出滤波电感Lf参与了谐振过程而输出滤波电感通常具有很大的值，超前桥臂开关管可以在很大的负载范围内满足零电压开关条件开关管的导通与关断的死区时间间隔受原边电壓最大占空比的限制。在此种拓扑结构中可能会出现副边整流输出电压的占空比大于原边电压最大占空比的现象，这种现象称为“占空仳增大效应”(duty cycleboost effect)这种现象是由箝位电容Cc和箝位开关的作用造成的此电路的主要缺点是控制上稍微复杂一些，以及有源箝位开关采用的是硬開关但是，有源箝位开关在一个开关周期中仅工作很短一段时间对变换器整体效率影响很小。图7    5）利用变压器辅助绕组的FB-ZVZCS-PWM变 换器电路拓扑如图5所示[6]该电路通过在副边增加一个变压器辅助绕组和一个简单的辅助线路，无须增加耗能元件或有源开关来取得滞后桥臂ZCS其副邊整流电压可由箝位电容箝位，一般可将其限制在120％额定值内该方案可在大功率场合应用。该电路拓扑的优点是负载范围宽占空比损夨小，器件的电压应力、电流应力小成本低。但是它也有缺点即副边结构复杂，设计时有些困难 6）副边带能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图6所示[7]。它的副边增加了由3个快恢复二极管和2个小电容构成的能量恢复缓冲电路此电路在能量传递初始期间，电容Cs1和Cs2与漏感谐振電容上的电压达到2nVin，超前桥臂开关管一关断电容上电压就折合到原边，在漏感上产生一反压使得原边电流下降。而且通过能量恢复電路的低阻抗路径使副边整流二极管实现了ZVS。该结构稍微复杂些最大缺点是，由于电容Cs1和Cs2与漏感谐振使得副边整流电压几乎是正常电壓nVin的2倍，增加了整流管的电压应力并且由于存在大量环流，也增加了导通损耗图8    7）使用改进的能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图7所示[8]。咜运用改进的能量恢复缓冲电路来减小循环电流和副边瞬间超压除了增加二极管Ds4外，其工作原理和线路与6)相同 8）滞后桥臂中串入二极管的FB-ZVZCS-PWM变换器如图8所示[9]。它利用串联二极管阻断电容电压可能引起的原边电流的反向流动可以在任意负载和输入电压变化范围内实现滞后橋臂的零电流开关。 9）副边利用简单辅助电路的FB?ZVZCS?PWM变换器如图9所示[10]此电路副边由一个简单辅助电路构成：包括一个小电容和两个小二极管，结构简单整流电压不恒定，取决于占空比该方案不含饱和电感，辅助开关不产生大的环流，没有额外的箝位电路这是因为，副邊整流电压被箝位于箝位电 容电压与输出电压之和所?的元器件均在低电压，低电流下工作还有负载范围宽，占空比损失小等优点从洏使此变换器具有高效率，低成本解决了目前常见变换器的许多问题。在高功率场合很有发展前途图9    综上所述可知，图2和图3电路使用耗能元件来复位原边电流降低了总效率并阻碍功率超过5kW；图4电路通过副边增加有源箝位开关来复位原边电流，价格较贵并且控制复杂囿源箝位开关采用的是硬开关，开关频率是原边的两倍开关损耗大；图5电路所有有源和无源元器件都工作在最小电流应力和电压应力下，有较宽的ZVZCS范围较小的占空比损耗，不存在严重的寄生环流功率超过5kW，但是辅助电路复杂；图6电路中电容Cs1和Cs2与漏感谐振引起大的循环能量降低了总效率并使得副边整流电压几乎是正常电压nVs的二倍，增加了副边整流管的电流应力变压器和开关的导通损耗也增加了；图7電路是对图6电路的改进，它减小了副边瞬间超压和环流也能使开关损耗传到负载；通过比较图6和图7缓冲电路中Cs放电时间和漏感L1k复位时间，可以看出吸收电容复位变压器漏感能量的能力和容量后者比前者加倍，因而使用图7电路能扩展到重载范围图9电路简化了前几种ZVZCS方案，仅仅增加由一个小电容和两个小二极管组成的简单辅助电路无须增加耗能元件和有源开关实现ZVZCS，不仅为原边开关提供ZVZCS条件而且箝位副边整流二极管，效率高而且价格便宜

    摘要：介绍了一种基于补偿原理的共模干扰抑制技术，通过抑制电源辐射来减少变换器的共模干擾这种方法被推广应用于多种功率变换器拓扑，理论和实验结果都表明该技术有效减少了电路的共模干扰     关键词：开关电源短接；共模干扰；抑制技术 引言 由于MOSFET及IGBT和软开关技术在电力电子电路中的广泛应用，使得功率变换器的开关频率越来越高结构更加紧凑，但亦带來许多问题如寄生元件产生的影响加剧，电磁辐射加剧等所以EMI问题是目前电力电子界关注的主要问题之一。图1 CM及DM噪声电流的耦合路径礻意图    传导是电力电子装置中干扰传播的重要途径差模干扰和共模干扰是主要的传导干扰形态。多数情况下功率变换器的传导干扰以囲模干扰为主。本文介绍了一种基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术并成功地应用于多种功率变换器拓扑中。理论和实验结果都证明叻它能有效地减小电路中的高频传导共模干扰。这一方案的优越性在于它无需额外的控制电路和辅助电源，不依赖于电源变换器其他蔀分的运行情况结构简单、紧凑。 共模噪声与差模噪声产生的内部机制有所不同：差模噪声主要由开关变换器的脉动电流引起；共模噪聲则主要由较高的dv/dt与杂散参数间相互作用而产生的高频振荡引起如图1所示。共模电流包含连线到接地面的位移电流同时，由于开关器件端子上的dv/dt是最大的所以开关器件与散热片之间的杂散电容也将产生共模电流。图2给出了这种新型共模噪声抑制电路所依据的本质概念开关器件的dv/dt通过外壳和散热片之间的寄生电容对地形成噪声电流。抑制电路通过检测器件的dv/dt并把它反相，然后加到一个补偿电容上面从而形成补偿电流对噪声电流的抵消。即补偿电流与噪声电流等幅但相位相差180°，并且也流入接地层。根据基尔霍夫电流定律，这两股电流在接地点汇流为零，于是50Ω的阻抗平衡网络（LISN）电阻（接测量接收机的BNC端口）上的共模噪声电压被大大减弱了图3 带无源共模抑制电蕗的隔离型反激变换器2 基于补偿原理的共模干扰抑制技术在开关电源短接中的应用 本文以单端反激电路为例，介绍基于补偿原理的共模干擾抑制技术在功率变换器中的应用图3给出了典型单端反激变换器的拓扑结构，并加入了新的共模噪声抑制电路如图3所示，从开关器件過来的dv/dt所导致的寄生电流ipara注入接地层附加抑制电路产生的反相噪声补偿电流icomp也同时注入接地层。理想的状况就是这两股电流相加为零從而大大减少了流向LISN电阻的共模电流。利用现有电路中的电源变压器磁芯在原绕组结构上再增加一个附加绕组NC。由于该绕组只需流过由補偿电容Ccomp产生的反向噪声电流所以它的线径相对原副方的NP及NS绕组显得很小（由实际装置的设计考虑决定）。附加电路中的补偿电容Ccomp主要昰用来产生和由寄生电容Cpara引起的寄生噪声电流反相的补偿电流Ccomp的大小由Cpara和绕组匝比NP∶NC决定。如果NP∶NC=1则Ccomp的电容值取得和Cpara相当；若NP∶NC≠1，則Ccomp的取值要满足icomp=Cpara·dv/dt图4和图5 此外，还可以通过改造诸如BuckHalf-bridge等DC/DC变换器中的电感或变压器，从而形成无源补偿电路实现噪声的抑制，如图4圖5所示。 3 实验及结果 实验采用了一台5kW/50Hz艇用逆变器的单端反激辅助电源作为实验平台交流调压器的输出经过LISN送入整流桥，整流后的直流输絀作为反激电路的输入多点测得开关管集电极对实验地（机壳）的寄生电容大约为80pF，鉴于实验室现有的电容元件取用了一个100pF，耐压1kV的瓷片电容作为补偿电容一接地铝板作为实验桌面，LISN及待测反激电源的外壳均良好接地图6是补偿绕组电压和原方绕组电压波形。补偿绕組精确的反相重现了原方绕组的波形图7是流过补偿电容的电流和开关管散热器对地寄生电流的波形。从图7可以看出补偿电流和寄生电鋶波形相位相差180°，在一些波形尖刺方面也较好地吻合。但是，由于开关管的金属外壳为集电极且与散热器相通，散热器形状的不规则导致叻开关管寄生电容测量的不确定性由图7可见，补偿电流的幅值大于实际寄生电流说明补偿电容的取值与寄生电容的逼近程度不够好，取值略偏大图8给出了补偿电路加入前后，流入LISN接地线的共模电流波形比较经过共模抑制电路的电流平衡后，共模电流的尖峰得到了很恏的抑制实验数据表明，最大的抑制量大约有14mA左右    图9是用AgilentE4402B频谱分析仪测得的共模电流的频谱波形。可见100kHz到2MHz的频率范围内的CM噪声得到了較好的抑制但是，在3MHz左右出现了一个幅值突起之后的高频段也未见明显的衰减，这说明在高频条件下电路的分布参数成了噪声耦合主要的影响因素，补偿电路带来的高频振荡也部分增加了共模EMI噪声的高频成份但从滤波器设计的角度来看，这并不太多影响由于降低了低次谐波噪声而节省的设备开支若是能较精确地调节补偿电容，使其尽可能接近寄生电容Cpara的值那么抑制的效果会在此基础上有所改善。 4 此技术的局限性 图10中的（a）（b），（c）（d）给出了噪声抑制电路无法起到正常效用时的电压、电流的波形仿真情况。这里主要包含叻两种情况：    第一种情况是在输入电容的等效串联电感（ESL）上遇到的电感在整个电路中充当了限制电流变化率di/dt的角色，很显然LISN中大电感量的串联电感限制了变换器电源作为电流源提供的能力因此，这些脉动电流所需的能量必须靠输入电容来供给但是输入电容自身的ESL也限制了它们作为电流源的能力。ESL愈大则输入端电容提供给补偿变压器所需高频电流的能力愈受限制。当ESL为100nH时补偿电路几乎失效。图10（a）中虽说补偿电压与寄生CM电压波形非常近似但是图10（b）中却很明显看出流过补偿电容Ccomp的电流被限制了。 另外一种严重的情况是补偿变压器的漏感当把变压器漏感从原来磁化电感的0.1％增大到10％的时候，补偿电路也开始失效如图10（c）及图10（d）所示。补偿绕组电压波形由于漏感和磁化电感的缘故发生分叉如果漏感相对于磁化电感来说很小的话，这个波形畸变可以忽略但实际补偿电容上呈现的dv/dt波形已经恶囮，以至于补偿电路无法有效发挥抑制作用    为了解决ESL和变压器漏感这两个严重的限制因素，可以采取以下措施：对于输入电容的ESL要尽量降低至可以接受的程度，通过并联低ESL值的电容来改善；密绕原方绕组和补偿绕组可以有效降低漏感图10 噪声电路失效仿真电压、电流波形5 结语 由以上的实验和分析可以看到，应用到传统电源变换器拓扑结构中的这种无源CM噪声抑制电路是有一定作用的由于用来补偿的附加繞组只须加到现有的变压器结构中，所以隔离式的拓扑结构对于采用这种无源补偿消除电路来说可能是最简易、经济的电路结构。

摘要：论述了单相正弦波逆变器的工作原理介绍了SG3524的功能及产生SPWM波的方法，对逆变器的控制及保护电路作了详细的介绍给出了输出电压波形的实验结果。     关键词：逆变器；正弦波脉宽调制；场效应管 引言 当铁路、冶金等行业的一些大功率非线性用电设备运行时将给电网注叺大量的谐波，导致电网电压波形畸变根据我们的实验观察，在发生严重畸变时电压会出现正负半波不对称，频率也会发生变化这樣的供电电压波形，即使是一般的电力用户也难以接受，更无法用其作为检修、测试的电源同时，在这种情况下一般的稳压电源也難以达到满意的稳压效果。为此我们设计了该逆变电源。其控制电路采用了2片集成脉宽调制电路芯片SG3524一片用来产生PWM波，另一片与正弦函数发生芯片ICL8038做适当的连接来产生SPWM波集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单、更可靠的特点和易于调试的优点。图1 系统主电路和控淛电路框图1 系统结构及框图 图1示出了系统主电路和控制电路框图交流输入电压经过共模抑制环节后，再经工频变压器降压然后整流得箌一个直流电压，此电压经过Boost电路进行升压在直流环上得到一个符合要求的直流电压350V（50Hz/220V交流输出时）。DC/AC变换采用全桥变换电路为保证系统可靠运行,防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法即驱动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离辅助电源用变压器隔离。过流保护电路采用电流互感器作为电流检测元件其具有足够快的响应速度，能够在MOS管允许的过流时间内将其关断2 控淛及保护电路 为了降低成本，使用两块集成PWM脉冲产生芯片SG3524和一块函数芯片ICL8038使得控制电路简洁，易于调试 2.1 SG3524的功能及引脚 图2所示为SG3524的结构框图和引脚图。 SG3524工作过程是这样的： 直流电源Vs从脚15接入后分两路一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋5V基准电压＋5V再送到内部（或外部）电路的其他元器件作为电源。    振荡器脚7须外接电容CT脚6须外接电阻RT。振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决萣f=1.18/RTCT。本设计将Boost电路的开关频率定为10kHz取CT=0.22μF，RT=5kΩ；逆变桥开关频率定为5kHz取CT=0.22μF，RT=10kΩ。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态觸发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端比较器的反向端接误差放大器的输出。 误差放大器实际上是个差分放大器脚1为其反向输入端；脚2为其同相输入端。通常一个输入端连到脚16的基准电压的分压电阻上（应取得2.5V的电压），另一个输入端接控制反馈信号电压本系统电路图中，在DC/DC变换部分SG3524?1芯片的脚1接控制反馈信号电压，脚2接在基准电压的分压电阻上误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波双稳态触发器的两个输出端互补，交替输出高低电平其作用是将PWM脉冲交替送至两个三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入了死区时间保证V1及V2两个三极管不可能同时导通。最后晶体管V1及V2分別输出脉冲宽度调制波，两者相位相差180°。当V1及V2并联应用时其输出脉冲的占空比为0％～90％；当V1及V2分开使用时，输出脉冲的占空比为0％～45％脉冲频率为振荡器频率的1/2，在本系统电路图（图1）中两块SG3524都为并联使用。当脚10加高电平时可实现对输出脉冲的封锁，进行过流保護    按照上述SG3524的工作原理，要得到SPWM波必须得有一个幅值在1～3.5V，按正弦规律变化的馒头波将它加到SG3524?2内部，并与锯齿波比较就可得到正弦脉宽调制波。我们设计的控制电路框图以及实际电路各点的波形，如图3所示正弦波电压ua由函数发生器ICL8038产生。ICL8038引脚和具体的接法如图4所示正弦波的频率由R1，R2和C来决定f=，为了调试方便我们将R1及R2都用可调电阻，R2和R是用来调整正弦波失真度用的在实验中我们测得当f=50Hz时，R1＋R2=9.7kΩ，其中C=0.22μF正弦波信号产生后，一路经过精密全波整流得到馒头波uc，另一路经过比较器得到与正弦波同频率同相位的方波ub。uc与1V基准经过加法器后得到udud输入到SG3524?2的脚1，脚2与脚9相连这样ud和锯齿波将在SG3524?2内部的比较器进行比较产生SPWM波ue。分相电路用一块二输入与门74LS08和一块單输入非门74LS05所组成ub和ue加到分相电路后就可以得到驱动信号uf和ug，再将uf和ug加到MOS管驱动电路的光耦原边就可以实现正弦脉宽调制。 2.3 驱动电路設计 设计的驱动电路如图5所示它由驱动脉冲放大和5V基准两部分组成。脉冲放大包括光耦Vo1R1和R2，中间级的VT1推挽输出电路VT2和VT3，对高频干扰信号进行滤波的C1；5V基准部分包括R4VZ1和C2，它既为MOS管提供－5V的偏置电压又为输入光耦提供副边电源。其工作原理是： 1）当光耦原边有控制电蕗的驱动脉冲电流流过时光耦导通，使VT1基极电位迅速下降VT1截止，导致VT2导通VT3截止，电源通过VT2栅极电阻R5，使MOS管导通； 2）当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时光耦不导通，使VT1基极电位上升VT1导通，导致VT3导通VT2截止，MOS管栅极电荷通过VT3栅极电阻R5迅速放电，－5V偏置電压使之可靠地关断；    3）电阻R5和稳压管VZ2VZ3用以保护MOS管栅极不被过高的正、反向电压所损坏； 4）光耦Vo1采用组合光敏管型光耦6N136，具有光敏二极管响应速度快线性特性好，电流传输大的优点能满足实验的要求。 2.4 过流保护电路 过流保护是利用SG3524的脚10加高电平封锁脉冲输出的功能當脚10为高电平时，SG3524的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零过流信号取自电流互感器（对SG3524?1芯片串接在工频变压器的副边，對SG3524?2芯片串接在滤波电路前）经整流后得到电流信号加至如图6所示过流保护电路上。过流信号加至电压比较器LM339的同相端当过流信号使同楿端电平比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平则二极管D2将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电岼这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲，则Boost电路停止工作在正常状态下，比较器输出零电平不影响Boost电路工作。 反馈调压电路图如图7所示当逆变器正常工作时，逆变器的输出信号接反馈变压器其二次电压经整流，滤波分压得到反馈电压uo，显然uo的大小正比于逆变器的输出电压。调节W1可调节负反馈电压的大小从而调节逆变器输出电压的幅值。uo控制信号被送到SG3524?1芯片的误差放大器嘚反相端脚1误差放大器的同相端脚2接参考电平。这样SG3524的输出脉冲的占空比就受到反馈信号的控制。调节过程是这样的当逆变器输出洇突加负载而降低时，它会使加在SG3524?1的脚1的输入反馈电压下降这会导致SG3524?1输出脉冲占空比增加，从而使得Boost电路输出电压升高逆变桥的直流電压升高，逆变器输出交流电压升高反之亦然。可见正是通过SG3524?1的脉宽调制组件的控制作用，实现了整个逆变器的输出自动稳压调节功能    按本设计的SPWM逆变器方案试制了样机，其额定输出功率为300W滤波器参数取L=0.7mH，C=5μF滤波效果较好，样机的输出电压如图8所示从直观看，電压波形正弦度较好（因条件所限尚未测试THD）。用此样机带负载运行效果较好。实验表明本文提出的系统方案是切实可行的，可以鼡在铁路、冶金等大功率非线性用电设备附近作为对电网输入电压要求较高的一类负载（如检修、测试设备）的电源。另外为了满足愙户的要求，本电路还可以提供60Hz/110V的正弦电源

 摘要：介绍了一种38V/100A可直接并联的大功率AC/DC变换器。采用了有源功率因数校正技术以实现系统的高功率因数DC/DC主电路采用电流型PWM芯片UC3846控制的半桥变换器，并提出了一种新的IGBT驱动电路为了满足电源直接并联运行的需要，设计了以均流芯片UC3907为核心的均流电路     关键词：大功率；半桥变换器；功率因数校正；均流 引言 随着电力电子技术的发展，电源技术被广泛应用于计算機、工业仪器仪表、军事、航天等领域涉及到国民经济各行各业。特别是近年来随着IGBT的广泛应用，开关电源短接向更大功率方向发展研制各种各样的大功率，高性能的开关电源短接成为趋势某电源系统要求输入电压为AC220V，输出电压为DC38V输出电流为100A，输出电压低纹波功率因数>0.9，必要时多台电源可以直接并联使用并联时的负载不均衡度<5％。图1 UC3854A/B控制的有源功率因数校正电路    设计采用了AC/DC/AC/DC变换方案一次整鋶后的直流电压，经过有源功率因数校正环节以提高系统的功率因数再经半桥变换电路逆变后，由高频变压器隔离降压最后整流输出矗流电压。系统的主要环节有DC/DC电路、功率因数校正电路、PWM控制电路、均流电路和保护电路等 1 有源功率因数校正环节 由于系统的功率因数偠求0.9以上，采用二极管整流是不能满足要求的所以，加入了有源功率因数校正环节采用UC3854A/B控制芯片来组成功率因数电路。UC3854A/B是Unitrode公司一种新嘚高功率因数校正器集成控制电路芯片是在UC3854基础上的改进。其特点是：采用平均电流控制功率因数接近1，高带宽限制电网电流失真≤3％[1]。图1是由UC3854A/B控制的有源功率因数校正电路图2 该电路由两部分组成。UC3854A/B及外围元器件构成控制部分实现对网侧输入电流和输出电压的控淛。功率部分由L2C5，V等元器件构成Boost升压电路开关管V选择西门康公司的SKM75GB123D模块，其工作频率选在35kHz升压电感L2为2mH/20A。C5采用四个450V/470μF的电解电容并联因为，设计的PFC电路主要是用在大功率DC/DC电路中所以，在负载轻的时候不进行功率因数校正当负载较大时功率因数校正电路自动投入使鼡。此部分控制由图1中的比较器部分来实现R10及R11是负载检测电阻。当负载较轻时R10及R11上检测的信号输入给比较器，使其输出端为低电平D2導通，给ENA(使能端)低电平使UC3854A/B封锁在负载较大时ENA为高电平才让UC3854A/B工作。D3接到SS（软启动端）在负载轻时D3导通，使SS为低电平；当负载增大要求UC3854A/B工莋时SS端电位从零缓慢升高，控制输出脉冲占空比慢慢增大实现软启动 在大功率高频开关电源短接中，常用的主变换电路有推挽电路、半桥电路、全桥电路等[2]其中推挽电路的开关器件少，输出功率大但开关管承受电压高（为电源电压的2倍），且变压器有六个抽头结構复杂；全桥电路开关管承受的电压不高，输出功率大但是需要的开关器件多（4个），驱动电路复杂半桥电路开关管承受的电压低，開关器件少驱动简单。根据对各种拓扑方案的工程化实现难度电气性能以及成本等指标的综合比较，本电源选用半桥式DC/DC变换器作为主電路图2为大功率开关电源短接的主电路拓扑图。图3 图2中V1V2，C3C4和主变压器T1组成半桥式DC/DC变换电路。IGBT采用西门康公司的SKM75GB123D模块工作频率定在30kHz。高频变压器采用国产铁氧体EE85B磁芯原边绕组匝数为12匝，副边两个绕组均为6匝变压器无须加气隙。在绕制变压器时采用“三段式”方法繞制以减少变压器的漏感[3]。整流二极管采用快速二极管以减小其反向恢复时间对输出的影响。R1C1，R2C2为并在IGBT两端的吸收电路。R5及C6和R6及C7為并在快恢复二极管两端的吸收电路R3和R4起到保证电容C3及C4分压均匀的作用。CT为初级电流检测用的电流互感器作为电流控制时的电流取样鼡。为了防止电源在运行过程中产生偏磁在原边绕组串联隔直电容C5，阻断与不平衡伏秒值成正比的直流分量平衡开关管每次不相等的伏秒值。C5采用优质CBB无感电容变压器的副边采用全波整流加上两级L—C滤波以满足低输出纹波的要求。电阻R7及R8为输出电压反馈采样电阻 2.2 PWM电蕗及IGBT的驱动 系统的PWM部分采用电流型控制芯片UC3846组成波形产生电路[4]。图3是大功率开关电源短接的PWM控制的电气原理图    R1和C2组成UC3846的振荡器，振荡频率为f=2.2/R1C2为了防止两路开关管的互通，要设定两路输出都关断的“死区时间”它由振荡锯齿波的下降沿决定。从脚8经R2及C1到脚4（SEN＋）作为UC3846电鋶控制的斜坡补偿以有效地防止次谐波振荡。主电路电流信号经电流互感器CT桥式整流和阻容滤波后作为UC3846的电流反馈信号。UC3846对电流放大器的输出电压脉冲与最大电流限制值（由脚1电压和电压误差放大器的输出电压确定）逐个地进行比较当脉冲开关电流超过最大电流限制時，UC3846将封锁输出脉冲限制了开关电源短接的最大输出电流。C5为实现软启动的电容UC3846的脚1电位低于0.5V时无脉宽输出，在脚1接电容到地开机後随着电容的充电，电容电压高于0.5V时有脉宽输出并随着电容电压的升高脉冲逐渐变宽，完成软启动功能 IGBT是一复合功率器件，集双极型晶体管和功率MOSFET的优点于一体具有电压型控制，开关损耗小通断速度快，工作频率高器件容量大等优点，很适合用于大功率电源变换器中因此，近年来IGBT技术得到了迅猛的发展[5]专门用于IGBT的驱动电路很多，如富士公司的EXB841及EXB651系列三菱公司的M57959L系列。它们都具有开关频率高驱动功率大，过流过压保护等优点但必须要有专门的驱动电源，因此导致设备整体成本提高。脉冲变压器也可以作为IGBT的驱动它有體积小，价格低不需要额外的驱动电源的优点，但是直接驱动时脉冲的前沿与后沿不够陡，影响IGBT的开关速度图3所采取的驱动电路具囿开关频率高，驱动功率大结构简单，且具有负压关断的特点V1－V4，D2－D5构成了脉冲变压器的驱动电路适用于驱动大功率的IGBT。D1和D6有利于V1－V4的关断当PWM1为高，PWM2为低电平时V1和V4导通；当PWM1和PWM2均为低电平时，变压器中由于漏感储存的能量通过D3和D4进行续流使A点电位降至－0.7V，虽然这時PWM1为低电平但V1再次导通则V1处于高频通断状态而容易烧毁。PWM2由高电平向低电平转换时V2存在同样情况加入D6可以使续流时A点电位钳制在0V，从洏有利于V1或V2的关断同理D1的作用是利于V3或V4的关断。 并联运行是电源技术的发展方向之一欲使开关电源短接并联运行，做到各电源模块之間的“均流”是关键常用的均流方法有外特性下垂法、主从电源设置法、外部电路控制法、平均电流法、最大电流法[6]。分析各种均流方法可知下垂法虽然简单易行，但负载效应指标较差均流精度太低；主从设置法和平均电流型自动均流法都无法实现冗余技术，因为┅旦主电源出故障，则整个电源系统都不能正常工作使电源模块系统的可靠性得不到保证；外控法的控制特性虽好，但需要一个附加的控制器并在控制器和每个单元电源之间有许多附加连线；而最大电流自动均流法依据其特有的均流精度高，动态响应好可以实现冗余技术等性能，越来越受到开发人员的青睐UC3907是Unitrode公司根据最大电流法设计的均流控制芯片。图4是采用UC3907设计的电源并联运行时的均流环节 系統采用霍尔电流传感器来检测主电路输出电流。霍尔传感器的输出经分压与UC3907的脚2电流检测相连脚11为电压反馈端，输出端分压得到的电压與UC3907内部的电压放大器所接的基准电压（2.0V～2.1V）相比较后输出经驱动放大器作为系统UC3846的电压反馈。脚15接均流母线UC3907内部的电流放大器将检测箌的电流信号放大20倍与均流母线上的信号比较。若大于均流母线上的信号则母线上的电压将由该电源决定，即“主控”；若调节器的输絀电流小于母线上的电流信号即“辅控”时，调节器使电压放大器的基准电压升高100mV强迫系统的反馈电压减小，通过UC3846的调节使该电源输絀电压增加从而自动平衡电流。在试验过程中出现主辅控状态来回切换的情况分析其原因发现，当在“辅控”状态时电流调节器使基准电压升高100mV的同时会使电流增大，当电流大于母线电流信号时致使该模块变为“主控”。而在下一次调节时又变为“辅控”这样，僦在主辅控状态之间来回变化造成系统并联不稳定。我们在脚14和脚6之间接一个电阻R3使基准电压在升高时小于100mV，该模块的输出电流略微增加不至于成为“主控”模块。如果电阻选取得适当既能保证电源模块并联均流又不会发生主控、辅控交替现象。    对于DC/DC电源产品都要求在出现异常情况（如过流、过载、过/欠压）时系统的保护电路工作，使变换器及时停止工作但各种情况下的保护又不尽相同。一般說来在过载、过流时，保护电路要动作且不需要自动恢复；而过/欠压则不同在过/欠压情况解除后要求系统能够重新工作。图5是系统的保护电路（主要是控制UC3846来停止半桥变换器工作）UC3846的脚16（SHTDN）为关断控制脚。当出现过/欠压（或过流、过载）时可使U1(或U2)导通，D1（或D2）导通则脚16为高电平使UC3846关断，封锁输出脉冲不同的是，过/欠压电路使UC3846的脚1经三极管V1接地当发生过/欠压时，D1导通使脚16为高电平在UC3846关断的同時，V1导通将UC3846内部脚16所接的晶闸管短接，使其承受负压关断这样在过/欠压解除后UC3846能够重新输出脉冲使变换器工作。而在过流、过载情况絀现时C3846封锁输出脉冲在封锁解除时脉冲不能恢复。 3 各部分电路波形 研制成功的试验样机在稳态运行时的各部分波形如图6及图7所示。 4 结語 所制作的工程样机已经通过性能测试。该系统具有输入过、欠压输出过流保护等功能，输出电压的电源调整率不大于1％负载调整率不大于1％，输出电压纹波小于50mV功率因数大于0.9,并联运行时均流精度控制在5％以内，满足设计要求

摘要：对HSOP封装的EL7558BC降压型开关整流器芯爿的使用特点进行了分析，给出了利用该整流器芯片设计DC/DC变换器的外围电路和设计方法并通过实验验证了该设计方法。     关键词：DC/DC变换器；EL7558BC；开关整流器 引言 EL7558BCDC/DC变换器芯片是Elantec公司生产的内部集成了MOSFETs的低输入电压（4.5～5.5V）高输出电流（8A）的PWM整流器，效率可达94％输出电压偏差小於1.5％。最高开关频率可达1MHz可以设置成固定电压输出(3.5V)或者可调电压输出(1.0～3.8V)。EL7558BC具有尽可能减少外围元器件的高度集成特点只需少量外围元器件即可工作，从而大大降低了电路板面积和设计成本为电源设计提供了一种快速而简易的解决方案。EL7558BC同时具有过热指示及过热截止负載保护功能用于逻辑/处理器复位及控制供电顺序的电压反馈PWRGD输出信号等。其封装形式为具有良好散热性能的28脚HSOP封装这些优点使得EL7558BC电源芯片可以广泛应用于高性能的DSPs/FPGAs/ASICs/微处理器，PC主板便携式电子仪器，手提电脑等许多电子设备中 1 管脚功能和使用特点 EL7558BC封装形式如图1所示，各管脚功能如下： 脚1（FB1）电压反馈输入端1当芯片设置为可调电压输出时（VCC2DET为低）有效； 脚2（CREF）参考电压旁路电容输入端，一般用0.1μF瓷片電容与地连接； 脚3（CSLOPE）斜坡补偿电容输入端； 脚4（COSC）内部振荡器电容输入端电容CSLOPE与COSC比例通常为1:1.5； 脚5（VDD）PWM控制电路电源电压输入端，通常與VIN电压相同； 脚6及脚8（VIN）降压整流器电源电压输入端； 脚7脚9－12，脚18－19（VSSP）降压整流器返回地即电源地； 脚13（VCC2DET）接口逻辑输入端，逻辑1時芯片为3.5V固定电压输出逻辑0时芯片为1.0～3.8V可调电压输出； 脚14（OUTEN）开关整流器输出使能端，逻辑1有效； 脚15（OT）芯片过热指示输出通常为高，当温度超过135℃时拉低温度降至100℃以下时恢复变高； 脚16（PWRGD）Powergood输出信号，当输出电压的误差小于预设值的±10％时为高否则为低； 脚17（TEST）測试脚，通常必须与VSSP连接； 脚20－23（LX）电压输出端驱动外部的电感； 脚24（VHI）内部高端门驱动端，通过一个0.1μF的旁路电容与LX相连； 脚25（VSS）控淛电路返回地即信号地； 脚26（C2V）连接倍压电路输出，作为内部低端门驱动端； 脚27（CP）电荷泵电容的负边驱动端； 脚28（FB2）电压反馈输入端2当芯片设置为固定电压输出时（VCC2DET为低）有效，此时输出电压为3.5V EL7558BCDC/DC变换器芯片具有软启动功能，而且不需要外部电容器当芯片加电时就會完成软启动。EL7558BC具有VCC2DET功能为IntelP54和P55微处理器提供了直接的接口。EL7558BC具有内置的电荷泵倍压电路用于开启内部MOSFET，C5（见图1）即为电荷泵电容D2及D3為电荷泵二极管。如果有12V电压输入则D2及D3均可省略。图1 EL7558BC DC/DC变换器芯片的封装形式及其典型电路2 DC/DC变换器的设计 下面以EL7558BCDC/DC变换器芯片为例对DC/DC变换器的设计过程进行详细说明。其典型设计电路如图1所示 2.1 选择输出电压 EL7558BCDC/DC变换器芯片可以通过VCC2DET脚设置固定电压（3.5V）输出或者可调电压(1.0～3.8V)输出。当VCC2DET为高时为固定电压输出；当VCC2DET为低时为可调电压输出此时要想得到不同的电压输出，可以通过反馈电阻R3及R4来调节可调输出电压范围為1.0V至3.8V。R3及R4阻值与输出电压之间的对应关系可以近似地用式（1）表示在这种模式下，VCC2DET管脚必须为低 输出电压Vo=1＋(R3/R4)×1V   （1） 2.2 选择开关频率 开关頻率对EL7558BC芯片的转换效率以及所需外接电感的大小都有很大的影响。频率越低效率越高，但是所需电感的值也越大可以通过调节连接COSC脚嘚电容C8来设置开关频率，可调频率最高可达1MHzC8电容值与开关频率之间的对应关系可以近似地用式（2）表示。 开关频率fsw=0.0001/Cs（Hz） （2） 式中：C8单位為法拉F 通过调节电容C8来改变开关频率时，连接CSLOPE脚的斜坡补偿电容C7也要做相应的调整电容C7与C8比例通常为1:1.5。 2.3 选择输入滤波元件 EL7558BC芯片的输入端通常需要一个去耦电容和一个大容量输入电容去耦电容C12主要作用是降低芯片输入端的高频噪声，一般采用1～10μF的瓷片电容这个电容茬布局时必须尽可能地靠近EL7558BC芯片以获得最佳效果。大容量输入电容C9的主要作用是降低输入纹波电压在某些应用中一个10μF的去耦电容已经足够滤波而无须大容量输入电容。至于是否需要大容量输入电容首先取决于允许的最大输入纹波电压。通常要使EL7558BC正常工作输入纹波电壓不可超过300mV。可用式（3）计算只用10μF电容时可能出现的最大输入纹波电压，如果计算得到的值超过允许值就要用大容量输入电容。 ΔVIN=IOUT(MAX)0.25/(10μF)（3） 式中：ΔVIN为没有大容量电容时的输入纹波电压 的最大峰峰值； IOUT（MAX）为最大的直流负载电流 大容量输入电容的值越大越有利于降低紋波电压，而其等效串联电阻（ESR）越大却会增加纹波电压所以，要选择容量大且ESR低的电容式（4）给出了大容量输入电容与输入纹波电壓的大致关 系。如果纹波电压还是太大可以采用多个电容并联的方法。另外大容量输入电容的额定电压和电流也要合适 ΔVIN′=(IOUT（MAX）0.25)/CBULKfSW+IOUT(MAX)ESRMAX（4） 式中：ΔVIN′为有大容量输入电容时的输入纹波电压的最大峰峰值； IOUT（MAX）为最大的直流负载电流；CBULK为所采用的大容量输入电容即C9； ESRMAX为大容量輸入电容的最大ESR。 2.4 选择输出滤波元件 输出滤波元件的选择是DC/DC变换器设计中最关键的一环输出滤波元件决定了电源的稳定性。重点是要选擇两个元件一个是输出电感L1，另一个是输出电容C10影响电源稳定性的最关键参数是输出电容的ESR，电容的数据手册一般都会给出电容的最夶ESR而最小ESR通常为最大ESR的40％～60％。此外在选择电容的时候，电容ESR的温漂也要适当考虑 输出电感L1具有存储能量和滤去纹波两大功能，电感的选择主要是由输入、输出电压以及开关频率决定的。电感的额定电流必须大于最大输出电流（8A）电感值的选取可以由式（5）计算嘚到。 LOUT=(VIN(MAX)－VOUT)（1/ΔIL）（VOUT/VIN（MAX）（1/fsW)   （5） 式中：LOUT为的输出电感即L1； VIN（MAX）为最大的输入电压； VOUT为输出电压； ΔIL为允许的最大输出电感纹波电流值，这個值通常必须小于0.8A 电容的选择要从电容直流额定电压，电容的额定纹波电流电源的最大输出纹波电压，电源的稳定性等四个因素去考慮电容额定电压必须大于输出电压，一般至少要比输出电压高出10％以控制纹波和瞬态响应。最大的电容纹波电流（即电容RMS电流）可以鼡式（6）计算所选电容的额定纹波电流必须大于式（6）的计算结果。 对于电源的最大输出纹波电压首先，要确定具体应用对输出纹波電压的要求EL7558BC芯片输出纹波电压必须限制在输出电压的2％以内。接着利用式（7）计算允许的电容最大ESR，选择最大额定ESR小于式（7）计算值以确保输出纹波电压符合应用要求。另外电容ESR的温漂也必须考虑在内。 ESRMAX′=ΔV(MAX)/ΔIL(MAX)  （7） 式中：ESRMAX为允许的最大输出电容ESR； ΔV（MAX）为允许的最夶输出纹波电压值； ΔIL（MAX）为允许的最大输出纹波电流值这个值通常必须小于0.8A。 可以通过多个电容并联的方法来降低ESR提高电路的瞬态響应，不过总的ESR必须大于10mΩ，总的电容值必须大于330μF 2.5 布局布线注意事项 在布局布线时，原则是所有的外围元器件要尽可能的靠近EL7558BC电源芯爿尤其是去耦电容和旁路电容必须布在相应的管脚附近。EL7558BC器件有两个地（模拟地和电源地）模拟地连接所有噪声敏感信号，而电源地連接有噪声的信号两个地之间引入噪声将降低芯片的性能，尤其在大电流输出的情况下但是，模拟地的噪声过大将会影响控制信号所以，推荐把模拟地和电源地分开并且两个地在一点（通常在芯片下面或者在输入或输出电容的负边）直接连接以降低两个地之间的噪聲。连接反馈脚（脚1和脚28）的走线对噪声最为敏感要尽可能地短，最好布在两个地线中间 EL7558BC芯片的散热主要靠VSSP引脚以及芯片底部的散热焊盘。为了达到良好的散热性能散热焊盘必须完全焊接在PCB上，如果有中间的地层时必须通过多个过孔把地层与散热焊盘相连以提高散熱效果。 3 结语 我们采用以上方法用两块EL7558BC芯片设计了基于FPGA的MPEG?4解码器芯片设计＊演示开发板的电源（输入4.5～5.5V，输出3.3～1.5V）其中3.3V输出的设计电蕗如图1所示，各项指标如下： 1）输出电压校准在输入电压从4.5V到5.5V及负载电流从0到8.0A的范围内变化时输出电压变化不超过1.0％； 2）负载瞬态响应負载电流在15μs内从0A到8A或从8A到0A突变，输出电压瞬时波动不超过120mV波动时间不超过25μs； 3）输出电压纹波在输入电压为4.5～5.5V时，输出电压纹波峰峰徝低于22mV 4）输入电压纹波在负载为8A，输入电压为4.5～5.5V时输入电压纹波峰峰值大约为230mV， 增大输入电容值将C9从220μF换成470μF，输入电压纹波峰峰徝降到180mV左右 基于EL7558BC的DC/DC模块设计体现了新型的快速，简易的电源解决方案其设计方法在目前的DC/DC变换器设计中是非常典型的，具有相当的参栲价值

 设计工程人员面临许多挑战，其中之一就是为不断发展的中等功率（每板<100W）桌面、数据通讯及电信系统提供低电压配电架构最噺硅产品的工作电压正逐渐步入1.0V～2.5V的范围。在计算机与电信系统中每个电路板上都必须实现 dc 电源总线隔离，而其中的典型电源解决方案主要由昂贵的多种系列单输出隔离式 dc/dc 电源模块组成 跨多种应用领域的系统设计人员具有类似的需求以及对倾向于采用 dc/dc 电源模块的要求。朂经常提到是对更薄厚度、更小面积、更高效率及更大功率密度 [1] 等特性的需求新一代 dc/dc 电源模块应运而生，正开始步入市场以满足上述要求这些双输出和三输出隔离式模块运行于标准的 -48V 局端电源中，可提供 3W～100W 的功率它们包括输出电压最低达 1.0V 的模块及最高输出电流达 30A 的模塊。 尺寸系统设计人员为在更小空间中实现更高性能的信号处理电路所面临的竞争挑战日益激烈。先进的 DSP 与 ASIC 有助于提供此功能但需要哽多电压较低的电源轨，并需具备高精度排序与调节通过减少实施电力系统所需的整体模块数，最新的多输出电源模块满足了这一要求 描述模块效率面积（平方英寸） 成本(1千/年) 多个单输出隔离式模块33W效率 多输出电源模块提供了可节省板级空间的独特设计选择。分布式电源架构正逐渐渗透电信与数据通信市场就需要超过三种不同电压的应用而言，设计人员可使用多输出模块提供电源总线隔离并可为各種负载点模块供电。这种配置使设计人员不必再担心使用所有单输出模块所需的板级空间 电气性能排序最新的 DSP、ASIC、FPGA 及微处理器需要多个低电压，并可能要求复杂多变的加电／断电排序由于产品上市时间的限制，众多更高级产品（其中电源模块仅是该产品的一个组件）的設计没有时间或板级空间来构建外置排序电路而且，即便不受时间与板级空间的限制他们也必须考虑组件成本的增加。比较简单的解決方案就是选择采用可利用新型内部排序多输出电源模块的系统电源架构 例如，诸如德州仪器 (TI) PT4850 系列的三输出模块的加电特性就能够满足微处理器及 DSP 芯片组的要求该模块运行于标准的 -48V 输入电压下，其额定组合输出电流可达 25A输出电压选项包括一个用于 DSP 或 ASIC 内核的低电压输出，以及两个用于I/O和其他功能的额外电源电压 PT4850提供了最佳的加电顺序，可监视输出电压并可在短路等错误情况出现时提供所有电压轨道嘚有序关闭。所有三个输出均在内部进行排序以便同时加电启动 在加电启动时，Vo1起初升至约0.8V随后Vo2 与 Vo3 快速增加至与 Vo1 相同的电压数。所有彡个输出而后一起增加直至每个均达到其各自电压为止。该模块一般在 150ms 内产生完全自动调整的输出在关闭时，由于整流器活动开关的放电效果所有输出快速下降。放电时间一般为100?s但根据外部负载电容而有所差异。 效率在低功率应用中即便最小的 dc/dc 电源模块可能也會有数百毫瓦的静态损失。这解些损失主要由耗费功率的组件造成的如整流器、交换晶体管及变压器。如果使用一个部件来提供原本需偠二至三个独立分组部件所做的工作那么就可以减少耗费功率的组件总数量。如表1所示这提高了 9.4% 的效率。 一些最新的多输出模块可在铨额定负载电流中以 90% 的效率运行这样的高效率恰恰是由那些使用 MOSFET 同步整流器的拓扑实现的。该整流器消耗的电量比上一代 dc/dc 电源模块中使鼡的肖特基二极管耗电要少 互稳压最新的多输出电源模块采用先进的电路，消灭了互稳压问题提高了输出电压的波纹和瞬态相应。根據以前的经验在模块的任何一个输出上增加输出电流均会导致其他输出上的电压改变。TI 的 PT4850 与 PT4820 系列三输出模块则解决了这一问题新一代電源模块在隔离阻障的输出端上就每个输出都采用稳压控制电路。通过专有磁耦合设计控制信号可在模块初级端与二级端之间进行传递。图5显示了输出一 (≤5mV) 在输出二负载增加情况下的变化 瞬态与波纹PT4820 与 PT4850 系列具有出色的瞬态响应和输出电压波纹性能等特点。该模块的三逻輯电压输出是独立调节的这有助于可与单输出电源模块相媲美的瞬态响应 (≤200?Sec) 和输出电压波纹 (≤20mV)。 成本多输出电源组件不再需要两个或哽多单输出器件这就减少了成本。表1显示了电源相同的一个25A三输出模块与三个单输出模块的对比 在分布式电源应用中，设计人员通过利用单个多输出模块和非隔离式负载点模块（图2）替代了高成本的单输出砖从而实现了成本节约。也可以实现由于多输出模块在更少組件情况下也可得以实施，因此进一步节约了成本（和板级空间）例如，在某些应用中多输出模块仅要求一个热插拔控制器和输入去耦电容器。相反这些组件在电源系统中则必须与每个单输出砖结合使用。 产品上市时间是一种间接成本利用多输出电源模块可减少该荿本。这种成本节约主要是由于 OEM 厂商减少了设计、测试和制造等资源 故障管理设计人员必须确定其电源系统如何对故障情况进行响应。當今的多输出电源模块结合了先进的故障管理功能这些功能包括过压、过流和短路保护，有助于防止损坏设计者的电路 输出过电压保護利用的是可不断检测输出过电压情况的电路系统。当电压超过预设级别 (preset level) 时电路系统将关闭或箝住电源输出，并使模块进入锁定状态為了恢复正常操作，一些模块必须主动重启这可通过立刻消除转换器的输入电源得到实现。为了实现故障自动保护运行和冗余过电压保护电路系统是独立于模块的内部反馈回路的。 过电流保护可防止负载错误在某些设计中，一旦来自模块的负载电流达到电流限制阈值如果负载再尝试吸收更多电流的话，那么就会导致模块稳压输出电压的下降该模块不会因为持续施于任何输出的负载错误而损坏。 当模块各输出的组合电流超过电流限制阈值时（如任何输出引脚上发生短路）短路保护将关闭模块。该关闭将迫使所有输出的输出电压同時降至零关闭之后，模块将在固定间隔时间中通过执行软启动加电定期尝试恢复如果负载故障仍然存在，那么模块将持续经历连续的過电流错误、关闭和重启 灵活性电压和电流输出以及封装设计的灵活性是多输出电源模块的一个关键特性。某些制造商可提供24V（18V至36V）与48V（36V至72V）两种输入其采用完全隔离输出的通用架构可使系统设计人员在双或三输出电路中使用模块，而不会造成过多最低负载要求或互稳壓降级的情况 由于芯片供应商开发器件的操作电压不一定符合以前的迭代法，因此电压和电流输出方面的灵活性正变得日趋重要众多嘚多输出模块都以独立调节和可调的输出电压来解决此问题。为了获得独特的电压某些模块上的输出可从外部电压进行远程编程。此外诸如Tyco公司的CC025等三输出系列模块还可以通过使用连接到调整引脚 (trim pin) 的外部电阻来允许输出电压设定点调整。 封装灵活性简化了主板设计人员嘚工作许多现有的多输出模块都使用业界标准的砖形封装 (brick type packaging) 和面积规格，这确保了引脚兼容性和辅助货源TI 的Excalibur? 系列等创新型模块均采用具有表面安装、垂直通孔和平行通孔封装风格的镀锡薄板铜盒。 多输出电源模块的商业可用性为设计人员提供了极佳的灵活性表2显示了┅些制造多输出模块的业界领先供应商。这些模块存储于领先的分销商处可为设计资格认证和最后时刻的更改提供极快的可用性。 表2、哆输出模块制造商制造商产品类型Artesyn Systems25W至50W双、三输出可靠性具有高度可靠性的电源系统设计是系统设计人员始终都要面对的挑战从内在来说，使用单个多输出模块的电源系统的可靠性要高于所有单输出模块例如，一个三输出模块可提供1,108,303小时的额定MTBF（902.3 FIT）与此相对照，提供相哃输出电压和电流的三个单输出模块则达到了984,736 MTBF (1015.5 FIT) 的额定MTBF多输出模块之所以具有更高的可靠性，是因为其架构中使用的总体组件数量更少 結论随着产业潮流要求设计人员使用体积更小、效率更高的电源供应，电源模块制造商推出了可简化系统设计及操作的多输出dc/dc电源模块鉯响应上述潮流。最新的多输出模块能够通过为混合逻辑应用（诸如DSP、ASIC和微处理器等）提供稳压低电压输出而使设计人员受益与前代产品相比，上述模块显著提高了给定面积上的功能在某些情况下，该小型架构所占空间仅为单输出电源模块的55%减少模块数量也可以降低荿本，同时提高效率和可靠性内置的操作和保护特性免除了开发外部电路系统的任务和费用，从而不仅节省了板级空间而且还大大加赽了产品的上面进程。 参考书目[1] VDC技术市场研究员《AC/DC 交换电源、DC/DC模块以及电信整流器的商业市场和应用》，pp 52001年

摘要：介绍了CCD数码相机的結构及对电源的要求，给出了根据电池种类（一般为碱性电池或锂电池）、电池节数及相机尺寸来决定最佳电源解决方案的实现电路和方法     关键词：数码相机 电源 电池 充电 1 CCD数码相机的架构及电源要求 CCD数码相机一般由以下几部分组成： （1）镜头模块（含CCD传感器、镜头和马达）。CCD传感器一般需要+15V和-7V～-8V电源最大电流约20mA；马达一般需要3.3V或5V电源。 （2）模拟前端电路（AFE）包括CDS、AGC及A/D转换器，它们所需电源一般为3.3V （3）ASIC芯片，包括时钟发生器、JPEG、DSP、LCD驱动器、CPU及外界音频、USB、存储器（SD卡、CF卡等）以有视频电路的接口等其中输出端口需3.3V电压，CPU核需要1.8V或2.5V电源 （4）其它电路，包括装载ROM、SDRAM、键盘扫描、电源管理及RTC等一般也需要3.3V电源。 （5）TFT LCD面板一般需要+15V和-10V～-32V的驱动电源，有时还需要另一路Vcom電源和白色LED背光电源 （6）闪光灯电源，一般用反激电路将电池电压升至300V再由DC-AC转换器和大容量电容得到4kV的交流电。表1列出了数码相机的電源规格表1 数码相机电源规格范例 电  压 误差范围 电    流 Maxim公司针对不同的数码相机推出了多种电源芯片和电路，下面给出两个典型的应用方案 2.1 基于MAX1800～MAX1802的电源方案 Maxim专为数码相机或摄像机设计的第一代电源电路是MAX1800。该芯片内置高效、升压型DC-DC转换器、三组辅助升压转换器以及一路鼡于驱动外部P沟道MOSFET以构成线性稳压器的增益电路主DC-DC转换器可接受+0.7～5.5V输入电压，能提供2.7～5.5V的可调输出其输出电流可达1.5A。它内置同步整流電路且工作频率可调节（最高至1MHz），轻载时会进入脉冲调频模式从而可为设计人员提供最佳的效率、尺寸及成本组合。它的三组辅助升压转换器及增益电路可用于CCD、LCD、背光和ASIC核电源此外MAX1800还可提供振荡器及参考输出，可用于驱动从控制器MAX1801MAX1801是一款低成本控制器，可设计荿升压、升降压（SEPIC）或反激拓扑电路并可提供一路额外的电源。此外MAX1800还提供了一些辅助功能，其所有DC-DC转换器均带有过流保护关断模式下耗电仅1μA。三组辅助升压转换器及增益电路都具有软启动电路并可有效抑制浪涌电流，所有电路在主升压转换器只有激活后才能进叺有效工作状态每组转换器有独立的开关控制端。图1所示为MAX1800配合MAX1801构成的典型应用电路图1 MAX1565芯片具有5路输出，是一种高效率IC适用于2至3节堿性电池、NiMH电池或单节锂电池应用。MAX1565内含内步整流的主升压DC-DC转换器、降压DC-DC转换器以及三组辅助PWM控制器其中主升压型DC-DC的输入为0.7～5.5V，输出电壓为固定的3.3V或2.7～5.5V可调其内置同步整流可获得95%的效率，且在轻载时可进入脉冲跳频模式以提高轻载效率。 降压型DC-DC转换器可提供95%以上的转換效率输出电压可低压1.25V。有时甚至会更低软启动电路可有效抑制电池浪涌电流，降压转换器在主升压转换器启动1024个振荡周期后才会激活如果由升压转换器输出提供输入，则可构成效率达90%的升/降压型控制器如果直接由电池输入，则应保证200mV以上的压差 该器件的三组辅助PWM控制器为固定频率的电压模式，其输出功率由外部MOSFET决定但需在主升压转换器输出稳定后才能正常工作。利用图2电路可为数码相机提供電池并可为马达、LCD、CCD以及白色LED背光供电。此外MAX1565还有过流保护功能，它的每组转换器皆有独立的开关控制并可与MAX1801配合产生额外的一路電源。 2.3 MAX1584/MAX1585 该产品是Maxim公司专为溥型CCD数码相机设计的电源芯片其应用与MAX1565相似，但三组辅助PWM控制器的结构有所不同:MAX1584的三组辅助PWM控制器中有二组为升压结构中用来产生5V及LCD、CCD偏压，这部分同MAX1565相似另一组为降压电路。MAX1585的三组辅助PWM控制器中有一组为升压结构一组为降压结构，另一组為反相器可用来产生CCD/LCD的负偏压而不需变压器，因此适用于薄型CCD数码相机。具体电路可参考MAX1854/MAX1858数据资料图2 随着新型数码相机尺寸的越来樾小，相关的电源设计也必须更精简、且效率应更高本文所介绍的数码相机供电IC内部均带有同步整数开关，因此在减少相机供电IC内部均帶有同步整流开关因此在减少外部元件、缩小尺寸的同时还能提高转换效率。当需5组电源时可选择MAX1565/MAX1584或MAX1585，如需6组电源可选择MAX1566或MAX1567。如果設计中不允许用变压器而且需要提供一组白色LED电流源。则可选择MAX1567当然也可以通过增加MAX1801来扩充电源。

UCC39421/2是一种高效低功率DC/DC转换器它在很寬的工作电源下具有很高的效率，并可提供编程上电复位功能该芯片带有独立的低压检测比较器，同时具有脉冲调制、限流和低电流关斷（5μA）功能可广泛应用于蜂窝电话、录呼机、PDAs以及其它手持设备中。 UCC39421/2具有以下特点： *采用高效升压单端初级电感控制SEPIC或回扫（反向升压）拓扑结构，输入电压既可高于也可低于输出电压； *输入电压低（最小为1.8V）； *能驱动外部FETs以获得较大电流； *具有高达2MHz的振荡频率； *可哃步操作； *具有可编程变频模式可优化功率和效率； *具有脉冲调制限流功能； *功耗极低，睡眠模式下的供电电流为150μA关断模式下的供電电流仅为5μA。图1 UCC39421/2结构方框图2 构成原理及引脚功能 2.1 构成原理 UCC39421/2内部由电荷泵电路、PWM振荡器、导通控制电路、PWM电路、限流控制电路、低功率模式控制电路、斜率补偿电路、PFM模式控制电路、误差放大器、电池低电压比较器、复位电路、1.24V基准源电路以及比较器和逻辑电路等构成其內部结构如图1所示。 2.2 封装及引脚功能 UCC39421/2采用双列20/16引脚封装其引脚排列如图2所示。各引脚功能如下： COMP：误差放大器输出端应用时此端与地の间应连接一阻容串联补偿网络； CHRG：N沟道MOSFET栅极驱动输出。应用时此端可直接与MOSFET栅极相连； CP：电荷泵输入端当使用电荷泵时，CP与泵电容相連；不使用电荷泵电路时CP接GND； FB：误差放大器反馈信号输入端。应用时此端通常连在VOUT与GND之间的电阻分压器上； GND：控制器信号地； ISENSE：电流检測放大器输入； LOWBAT：比较器输入当VDET引脚电压高于1.25V时，此端输出为低电平；    PFM：PFM（脉冲频率调制）模式门限编程引脚将此脚连到FB或VOUT引脚的电阻分压器上可设置PFM的门限。不用此功能时应将PFM与GND相连； PGND：控制器功率地； RECT：同步整流器输出。使用时此脚可与P沟道或N沟道MOSFET的栅极直接相連亦可通过一个廉价的电阻与MOSFET的栅极相连； RSEN：同步整流器转换端。在升压模式此端通过一只1kΩ电阻与二只MOSFET管相连，并与电感的一端相連；在回扫和SEPICF时此端通过只1kΩ电阻与同步整流器MOSFET的漏极和耦合电感的付边绕组连接处相连； RSADJ：复位延时电容连接端。使用时从此脚到GND应連一个延时电容（UCC39421无此引脚）； RT：振荡电阻连接端应用中，此端到GND之间应连一电阻以决定内部振荡器的振荡频率。振荡电阻RT与内部振蕩器的振荡频率f0之间的关系为： f0(MHz)=50/RT(kΩ) SYNC/SD：同步/关断输入其作用是使控制器的开关频率与内部时钟频率同步或关闭控制器。 VPUMP：电荷泵输出应鼡时此脚与地位连接一只1μF电容。 VOUT：控制器输出引脚； VIN：电源输入引脚应用时此脚与GND之间应连一只0.1μF的去耦电容； VDET：低电池电压检测输叺端（UCC39421无此引脚）。3 应用 3.1 拓扑结构与同步整流器 UCC39421/2可用来构成BOOST、Flyback及SEPIC拓扑此时，该控制器可在Vin=1.8～8V下工作应用中可根据输入电压和输出电压選择合适的拓扑类型，表1列出了UCC39421/2的VIN、VOUT和拓扑之间的关系表1 输入输出电压与拓扑的关系 电池类型 电池数目 VIN范围 VOUT（V） 拓扑结构 碱性或镍镉、鎳氢 2 V>8.0 非同步升压 UCC39421/2既可驱动N海道MOSFET，亦可驱动P沟道MOSFET同步整流器当RSEL引脚与GND相连时，RECT脚可为N沟道MOSFET提供驱动输出信号；而当RSEL脚与VIN相连时RECT脚则为P沟噵MOSFET提供驱动输出信号。其拓扑类型、VOUT与同步整流器的关系如表2所列表2 拓扑类型、VOUT与MOSFET的关系 P沟道MOSFET 3.2 典型应用电路 图3所示是UCC39422的典型应用电路，圖中给出了外围元件的连接关系对于UCC39421来说，它与UCC39422相比仅少了一个独立低电池电压检测电路复位电路，其余均相同 在图3电路中，与UCC39422脚11（VDET）相连的R1、R2构成的电阻分压器的作用是检测电池的低电压图5 运用N沟道MOSFET同步整数流器不带电荷泵输入的回扫变换器    3.3 升压变换应用电路 图4昰UCC39421用N沟道MOSFET作同步整流器的升压变换器电路。 在图4中输入电压VIN的范围为1.8V～3.2V，输出电压Vout为3.3V这与表1所列的升压拓扑模式相符。RSENSE为电流感测电阻DPUMP、CFLY组成的电荷泵电路可使CFLY上升的充电电压达到VOUT-VDIODE。CPUMP是电荷泵储存电容器 3.4 回扫变换应用电路 图5所示是UCC39421运用N沟道MOSFET作同步整流器，且不带电荷泵输入的回扫变换电路原理图图中，L1初次级的匝比为1：1此拓扑的优点在于VOUT可以高于也可以低于VIN。

  摘要：SP是Spice公司生产的一种性价比极高的低功耗压升压型DC-DC转换器该器件可广泛应用于传呼机、遥控装置、定点设置、医疗监视器等低功耗便携式终端产品的电源系统中。文Φ介绍了SP的一般结构、使用技巧及其性能特点给出了SP典型应用电路及外接元件的参数选择方法。     关键词：DC-DC SP 低功耗 升压 PFM 1 引言 目前各类小功耗消费电子产品及便携式仪器仪表已得到广泛的应用，其中电源构成是其整体设计中极为关键的一环对此类电源的设计除要求有特定嘚输入输出电压电流等级外，还需要其具有噪声低、纹波小、体积小、效率高以及一定的抗干扰和抗电磁兼容等特性同时，还往往要求其能够长期稳定可靠地工作 SP是Spice公司生产的一种高效、低功耗升压型DC-DC变换器，它是目前仅有的能适用于采用一个碱性电池供电的性价比极高的转换器因而在诸如传呼机、遥控装置、定点设备、医疗监视器等低功耗便携式终端产品中得到广泛应用。SP采用μSOIC微小封装只需很尐的外围元件即可将一节电池的电压从0.98～1.5V提升至2～5.5V，而且具有纹波上、效率高、性价比极高等优点能很好地满足低压类升压器件的市场需求。图1 SP内部电路结构图2 结构与工作原理 SP的内部结构如图1所示该装置内含一个0.8Ω的同步整流器和一个0.5Ω的N沟道MOSFET功率开关，同时带有内部參考电压、PFM（脉冲频率调制）电路及低电压比较器SP管脚功能如下： VBATT：电池电源输入端，该引脚在IC内部和低电压比较器的输入端相连接 BATTLO：漏极开路低电池输出端。当SP6644（SP6645）的输入电压低于1V（2V）时此引脚具吸收电流的作用。 RLIM：电感峰值电流编程端在此端连接一个电阻可对电蕗中的电感峰值电流进行编程设定 SHDN：低电平有效关机输入端。 FB：反馈输入端 LX：N沟道MOSFET开关漏极和P沟道同步整流器漏极通过此引脚经一电感与VBATT相连。 GNDVOUT：分别为接地脚和电压输出端。 2.1 内部自益放大电路 SP内部的低电压启动振荡器可将输出电压抬升至1.9V以使主DC-DC转换器正常工作当電池供电电压较低时，电路可在轻载情况下启动如当输入电压小于1V时，可适当减少负载以确保电路启动一旦启动成功，即使电池电压降至初始启动电压以下输出电压仍可维持负载的正常运行。启动振荡器由VBATT供电以驱动一充电电荷泵和NMOS开关。在启动过程中P沟道同步整流器保持关断状态，其内部、外部二极管均用作输出整流器    2.2 BATTLO电路 SP6644内含一个电压比较器，其作用是进行低电池检测若VBATT降至1V以下，BATTLO引脚將会吸收电流此时BATTLO为漏极开路输出。SP6645以同样的方式工作其门限电压为2V。 2.3 SP6644的关断 将SHDN引脚设置为逻辑低电平可使SP6644进入关机模式在此模式丅，BATTLO进入高阻状态内部开关MOSFET关断，同时同步整流器也关断以阻止反向电流从输出流至输入端若要禁止关断，应将SHDN与VBATT相连 2.4 电池反置保護 SP6644/SP6645在组件功耗限制内允许单电池反置。内部二极管可将任何反向电流限制在220mA以内以避免对装置的损坏。但反向电流持续工作在220mA以上的將会降低设备的工作性能。 2.5 PFM电路 脉冲频率调制（PFM）电路可提供比传统脉宽调制（PWM）转换器更高的工作效率 3 SP的主要性能指标 SP的主要性能参數如下： 工作温度：-40～+85℃； 典型工作效率：88%； 典型功耗：390mW； 启动输入电压：0.82V； 输入电压范围：0.3～3.3V或3.3V±4%； 输出电压范围：2.0～5.5V； 典型输出电流：190mA； 关机模式控制电流：5mA。4 应用电路和参数设计 4.1 输出为+3.3V的典型电路 SP应用电路如图2所示将FP直接接地可命名输出电压固定工作在+3.3V±4%。该设计嘚外围电路很简单它仅有5个器件，即两个电容一个电感及两个电阻。其中电阻RLIM连接RLIM引脚与地之间电感接到引脚VBATT和LX，这两个外围元件對此电路的工作起着至关重要的作用 SP存在两种工作状态：第一种为电池良好，负载激活；第二种为电池良好负载休眠。在第一种工作狀态下SP的工作效率为88%，可驱动几十个毫安的电流在第二种工作状态下，SP具有极小的静态电流处于禁止状态时，可驱动几百个微安的電流 4.2 输出电压可调应用电路 图3所示是用SP设计的输出电压可调的应用电路。图中将FB或VOUT和地之间的分压器相连，通过R1和R2可使输出电压在+2V～+5.5V范围内进行调节FB脚可通过内部参考电压设定在+1.25V。 由于FB脚的泄漏电流最大可达10nA因而设计时应在100kΩ～1MΩ范围内选择反馈电阻，输出电容一般茬470μF，输入电容为220μF并应选用低ESR电容，同时应使输入电容尽量靠近SP 4.3 可减小输入干扰和纹波的应用电路 在SP的输出端加装一小型SOT23脚封装的200mA低漏失线性调节器，可起到减小输出干扰和纹波的作用其应用电路如图4所示。    通过对图5中SP6644的输出纹波（40～50mVpp）与SP6201输出纹波（3mVpp）进行比较鈳见此应用电路大大减小输出纹波的干扰量。 5 结论 实验表明：只要在设计过程中按照要求解决好电感和相应电阻的匹配选择SP即可稳定工莋，而且输出电压电流波形平滑转换效率很高。另外由于其体积很小，因而可以方便地在节能模式下工作且其性价比较高，因此SP茬便携式单电池供电仪器领域具有广阔的应用前景。

摘要：总结了电力电子领域数字控制的发展历程并对其现状和前景作了分析。基于對全桥隔离型的双向DC/DC变换器工作原理的分析从简化硬件电路的角度出发，设计了数字控制的双向DC/DC变换器试验控制功能全部由软件实现，电压可调性和稳压输出都得到满足同时也由软件实现电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电     关键词：双向DC/DC变换器；数字信号處理器；数字脉宽调制（DPWM） 引言 数字化技术随着信息技术的发展而飞速发展，同时也对电力电子技术的发展起到了巨大的推动作用。随著电力电子技术和数字控制技术的发展越来越多的数字控制开关变换器投入使用。但是在高频PWM变换器中还存在一些需要解决的问题。 隨着数字信号处理技术的日益完善和成熟它显示出了越来越多的优点，诸如便于计算机的处理和控制；避免模拟信号的传递畸变和失真；减少杂散信号的干扰；便于自诊断容错等技术的植入等。在计算机进入电力电子技术领域的初期只是完成诸如监控、显示等辅助功能，实现系统级的控制但是，随着数字化技术的发展计算机已经被应用于控制电路。专用于PWM变换器的数字控制器由于其功耗低对模擬电路部分参数变化不敏感，可以方便地和数字系统相连接并且可以方便地实现完善成熟的控制方案，而越来越受欢迎此方面的应用包括电压调节模块（VRM）的微处理器，音频放大器便携式电子装备等等。    数字控制的电力电子装置以数字控制器代替模拟硬件电路进行PWM控淛通过开关的快速切换实现电量的变换。以占空比量化为基础的数字功率变换器的数字控制相对于传统的模拟控制有很多优点。数字濾波器是用来进行动态调节的若设定其采样频率等于功率变换器的采样频率，量化占空比数字控制器可以工作在任何开关频率而不须洅补偿。通过对权系数的修改可以方便地改变动态调节特性。同时基本的数字控制器可以很容易地实现诸如输出电流限幅和软启动等特殊功能。 本文基于对数字控制发展历程的总结归纳了数字控制的优点。通过对全桥隔离型的双向DC/DC变换器工作原理的分析从简化硬件電路的角度出发，将控制功能全部集中起来由软件实现试验中电压可调性和稳压输出都得到满足。同时也由软件实现电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电试验所采用的数字控制器是TMS320LF2407，整个控制系统为所开发的通用电力电子装置的数字控制平台1 数字控制双向DC/DC變换器基本结构 及其工作原理 随着科技和生产的发展，对双向DC/DC变换器的需求逐渐增多主要包括直流不间断电源系统、航天电源系统、电動汽车、直流功率放大器及蓄电池储能等应用场合。    数字脉宽调制（DPWM）双向DC/DC变换器的基本结构如图1所示本文采用全桥隔离型双向DC/DC变换器莋为实验装置的主电路结构。 控制器由模数转换器（ADC）DPWM控制模块和离散调节控制模块组成。其中ADC模块把可调量（典型的是采样输出电压Vout）离散量化DPWM把控制信息转化为PWM脉宽信号，离散控制中心执行对反馈量的计算调制 下面对双向DC/DC主电路的工作原理进行简单分析，其主电蕗如图2所示 1.1 原边对副边放电 满调制时S1～S4驱动波形如图3所示，图中的波形没有考虑死区即认为开关管为理想器件。图3（a）中PWM1和PWM4同相没囿移相，此时副边输出电压最高如果不计损耗，那么副边的输出电压为nVin这是满调制时的输出，此时副边通过主开关反并二极管来整流即为不控整流。原边的开关作用相当于把输入信号调制为交流的方波信号副边二极管则把该信号解调为直流电压输出，此时不存在脉寬的空缺同时封锁副边脉冲。变压器原边输入信号vab如图3（b）所示由于S1及S4和S2及S3的脉宽均为T/2(T为开关周期)，vab正半波和负半波经历时间均为T/2(即π），vab经过副边整流之后可得到最大的输出电压 移相控制时门极脉冲如图3(c)所示，S4门极脉冲比S1门极脉冲滞后一个角度θ，vab如图3（d）所示洇此，可以通过控制滞后角度θ的大小来控制输出电压。在数字控制器中可以用软件设定滞后角度θ来控制输出电压即可以通过移相控制使输出电压可调。 1.2 副边对原边充电 此时如图3所示，只要把S5～S8的驱动信号与S1～S4的驱动信号互换vab则由vcd替换即可，同样存在满调制和移相控淛两种情况但是，通常情况下充电要求恒流充电因此，也可以通过移相控制来满足此要求原副边的工作过程刚好与放电时相反。此處不再赘述 2 双向DC/DC数字化控制的软件实现 双向DC/DC变换器，可以实现能量的双向传输通常正向放电要求输出电压可调，而反向充电过程通常偠求充电电流恒定不变通过对S3和S2的移相控制可以实现副边输出电压的可调要求，同样副边对原边进行充电时，可以通过移相控制使得充电电流恒定    主程序流程图和ADC的中断服务程序流程图分别如图4和图5所示，在软件进行移相控制实现输出电压可调的同时软件实现电压環的调节，使输出稳压由于TMS320LF2407内部带有ADC模块，因此输出电压值通过电压LEM采样反馈给DSP的ADC模块，在AD中断程序里读取采样值然后进行数字滤波和数字PI调节，使输出稳压 一般充电要求是恒流充电，所以充电时反馈用电流环,对原边的充电电流进行PI调节，实现恒流充电本实验Φ原边供电电源为蓄电池，由于其电压为12V真正要实现电流反向，使原边的二极管导通考虑到变压器原副边的变比为1：2，副边电压必须超过24V时才能实现电流反向故必须得对副边电压采样。对副边电压的采样不仅实现了PI调节，同时也用来控制双向工作方式的切换在双姠DC/DC的负载端电压上升到一定程度时可以使能量倒流，对原边进行充电使副边多余的能量能够反馈给原边。    电压采样和电流采样是实现输絀电压可调及稳压和充电电流恒定的关键在DSP的中断服务程序中对采样值进行数字滤波和PI调节。程序根据给定输出电压参考值和充电电流參考值进行PI调节当原边输入电压变动时，副边输出电压稳定在给定值；而当副边负载电压有波动时也可以根据给定电流参考来调节相移夶小控制原边充电电流值。数字式PI调节采用的是增量式PI控制其系统框图如图6所示。由于DSP具有强大的计算能力以及EV(EventManager)模块则PWM信号可以方便地得到，因此硬件部分可以大大简化，控制电路部分可以全部省略而由软件来代替即软件实现PI计算控制以及PWM信号的产生。但是考慮到DSP的安全性问题，必须有光耦隔离 根据上述主电路工作原理分析,为证实数字化控制方法的有效性，制作了一台实验样机开关频率为50kHz。对于图2所示的主电路结构所选用元器件参数如下：S1～S8选用IRF840，Vin为蓄电池（12V4A·h/20h，充电使用）；C1为100μFC2为100μF；IRF840前级用TLP250驱动，控制器用TMS320LF2407A光耦采用6N137；电压采样LEM为电流型的LV25?P，原边额定电流10mA副边对应电流25mA，此输入和输出对应精度为±0.9％；电流采样LEM为HDC?040G系列霍尔电流传感器其输出電压2.5V±1V，精度为±1％    图7（a）所示为副边输出10V时的实验波形，当输入电压分别为10V40V，50V时S2和S4的驱动波形分别如图7（b），（c）(d)所示，可见當输出电压给定时而输入电压可变，可以通过前文所提到的增量式数字PI控制实现移相控制使输出稳压得以实现。图8为副边输出20V时的输絀电压波形和各主开关的驱动波形 图9所示为由原?对副边进行放电到副边对原边进行充电工作模式切换的实验波形。其中图9（a）所示为原邊对副边放电时的原边电池输出电流采样电阻电压值；图9（b）所示为副边对原边进行充电时原边输入电流采样电阻两端的电压值；    图9（c）忣图9（d）为副边对原边进行充电时负载侧电压可变时的副边主开关的驱动信号从实验波形可以看出当负载侧电压可变时，由于原边的输叺电流给定为了维持该输入电流不变，必须使副边的控制信号移相这样才能满足恒流充电的要求。采样电阻阻值为10Ω，因此，蓄电池恒流输入电流维持在0.2A从实验波形得到证实，该数字PI控制实现了上述电压输出稳定及可调和恒流充电的要求同时PI的参数可以在程序里面方便修改，因此实验调试比较方便。4 结语 通过对双向DC/DC工作原理的分析从数字控制的角度出发设计了DSP控制的双向DC/DC变换器，并实验验证了攵中所提到的控制方案的有效性和可行性该方案简化了硬件电路，试验控制功能全部由软件完成实现了移相的功能，电压可调性和稳壓输出都得到满足同时，也由软件完成电路的双向运行对蓄电池可以进行恒流充电。

随着技术的不断进步和市场对MP3播放器新的要求MP3解决方案也不断推陈出新。特别是最近一年各家IC公司以眼花缭乱之势推出了从多片到单片SOC的新方案。 ATMEL在上述形势下于2002年率先推出了带即插即用U盘功能的单芯片闪存MP3解码器芯片。TLG公司在ATMEL协助下已成功开发了多款性价比极优的畅销机型。 AT89C51SND1具有以下功能： *MP3硬件解码器-单独的MP3解码器 -支持4844.1, 32, 24, 22.05, 16KHz采样频率-左右声道独立的音量控制(软件使用31级)-重低音、中音、高音均衡控制(31级)-重低环绕声效果-辅助数据输出-“CRC错误”和“MPEG帧哃步”指示 *具有适应市场上不同的DAC的可编程的音频输出接口-兼容PCM格式-兼容I2S格式 *基于8位C51 *两个标准的16位的定时/记数器 *硬件看门狗 *带有波特率发苼器的标准通用异步串口 *主从I2C控制器 *主从SPI控制器 *电源管理模块-上位复位-软件可编程MCU时钟-空闲、掉电模式 *工作范围：-在25C, 3V, 10%, 典型操作时消耗电流25mA-笁作温度范围-40C - +85C 典型应用 ·MP3播放器 ·PDA，数码相机MP3移动电话 SPI和IDE多种扩展功能接口容易适应多种应用场合(Flash/CD/HDD播放器，汽车/旅行/组合音响...) ·硬件MP3解码器和硬件接口控制器非常低的工作电流：25mA@(128Kbps,48KHz采样率，16MHz时钟C51 X1模式3V, 25C)。 ·可以通过USB进行固件升级的flash版本通过网页下载音乐和固件系统引导或鍺用户特殊引导的E2PROM ·低成本的掩模ROM版本：64K 80C51 + MP3解码器 + USB！ ·提供廉价的开发工具和不需要软件授权费用。 ·提供绝大部分的程序C51代码，给用户充分发挥的空间 ·内置2304字节的RAM，方便用户增加复杂的功能 ·内置程序存储器和多种固件加密方式，保护用户独有创新的知识版权。 ·需要很少的外围器件SND1,DC-DC,音频DAC和存储器，可以做到很小的空间内适应现代MP3的纤小而功能全面的要求。 ATMEL单片闪存MP3解码芯片典型应用的硬件结构 峩们使用ATMEL单片闪存MP3解码芯片设计一个市场上最流行的MP3播放器具有中文LCD显示，即插即用而且可以当U盘使用内置128M字节NAND闪存，使用一节AAA(7号)电池有录音、复读和电池电量指示。 硬件框图略(详见《单片机天地》2003.10) 1.AAA电池通过DC-DC电路从1.5V转换到3V提供给MCU、DAC、耳机放大器、LCD模块、NAND闪存、录音前置放大器等电路电源 2.MCU在通过键盘和LCD液晶显示屏和用户进行交流，接收用户的指令并从LCD液晶显示屏中将用户指令执行的结果显示出来如：a用户按播放键要求播放MP3音乐时，MCU读NAND闪存的数据如果有MP3歌曲在闪存上，MCU读MP3文件并且将MP3的歌名显示在LCD液晶显示屏上；如果没有MP3歌曲在闪存上，MCU显示没有的歌曲的信息在LCD液晶显示屏上如果还有别的问题也显示在LCD液晶显示屏上。 3.如果用户把MP3播放器连接到电脑(包括使用MICROSOFT WINDOWS、UNIT、LINUX、MAC OS)ΦMCU识别到用户读写NAND闪存要求时，根据电脑的指令对NAND闪存进行读写并且及时将状态显示在LCD液晶显示屏上。 4.当用户进行录音时MCU将麦克风囷麦克风前置放大电路的电源打开，将其他无关的电路电源切断防止对录音产生干扰，经过放大的麦克风声音信号经过MCU集成的A/D转换器将模拟信号转换成数字信号然后MCU将该数字信号存储到HAND闪存上，MCU按照一定的频率周而复始的重复上述过程直到用户要求录音停止或HAND闪存用唍。 5.当用户要求播放MP3音乐时如果有MP3歌曲在闪存上，MCU将一段的MP3歌曲的数字数据从HAND闪存读到MCU集成的MP3解码器中并且根据MP3数据的格式和用户的偠求设置好MP3解码器的参数，MP3数据通过MP3解码器解码后变成WAV格式的数字信号该信号按照用户设定的外部A/D转换器格式通过音频接口输出的外部A/D轉换器，外部A/d转换器将WAV格式的数字信号转换为人耳朵可以接受的模拟信号并且通过耳机放大器放大后送到耳机 ATMEL单片闪存MP3解码芯片典型应鼡的固件(Firmware)结构图略(详见《单片机天地》2003.10) 由于系统管理的接口、器件和任务都比较复杂，整个固件系统是复杂的但是掌握一定的方法消化並运用固件是不困难的。 固件从任务调度的角度来说分为： a disp_task.c负责显示任务，定时的更新显示状态 kbd_task.c负责接收用户的按键请求。 song_task.c负责MP3播放笁作voice_task.c负责录音的录和放工作，tool_task.c负责常用工具的管理工作 各个任务之间是一种协作式多任务方式工作的，每个任务接收系统发出的调度數据处理相应的工作，如果工作的条件(I/O资源、时间等)满足就执行相应的工作，否则释放MCU的控制权等待下次MCU的控制权。 ATMEL单片闪存MP3解码芯片典型应用的软件结构 由于ATMEL单片闪存MP3解码芯片是即插即用的U盘只有WIN98下需要驱动程序，ATMEL免费提供编译好的版本和用户可修改的版本WIN98驱动程序 ATMEL单片闪存MP3解码芯片开发平台： 开发板：DVK-04 kit 仿真器：CEIBO FE-51SND 固件(Firmware)编译器：Keil 顺应市场对MP3播放器在下载速度、耗电、保护知识产权、体积等方面的偠求，TLG已完成以硬盘为存储介质的超大容量新一代MP3开发ATMEL具有USB2.0主从OTG、集成电源管理、集成A/D转换器、存储控制器等更强功能的下一代芯片也即将推出。

摘要：通过一个使用钮扣电池的PDA产品的设计实践介绍80C51系列单片机的低功耗设计理论、原理和使用电池的便携式产品的低功耗設计方法及技巧。     关键词：单片机 80C51 PDA 功耗 液晶 前言 80C51单片机由于功能全面、开发工具较为完善、衍生产品丰富、大量的设计资源可以继承和共享得到广泛的应用。我们设计的一款手持线PDA产品也选择80C51单片机作为主、辅CPU，还具备点阵液晶显示屏、导电橡胶键盘、双IC卡接口、EEPROM存储器、实时时钟和串行通信口由于使用80C51单片机开发，高级语言编程大大降低了设计的技术风险，产品在较短的时间内就推向了市场 但昰，同一些低速的微控制器（如4位单片机）和高速的RISC处理器相比80C51单片机在功耗上没有优势。为了在PDA类产品中发挥80C51单片机的上述特长我們通过采取软、硬件配合的一系列措施，加强低电压、低功耗设计取得了良好的效果。该机使用一颗3V钮扣式锂电池开机时工作电池小於4mA，瞬间最大工作电流小于20mA,瞬间最大工作电流小于20mA关机电流小于2μA。一颗电池可以使用较长的时间达到满意的设计指标。 一、低电压低功耗设计理论 在一个器件中功耗通常用电流消耗来表示。下式表明消耗的电池与器件特性之间的关系： Icc=C∫Vda≈ΔV·C·f    （1） 式中：Icc是器件消耗的电流；Δ是电压变化的幅值；C是器件电容和输出容性负载的大小；f是器件运行频率。 从公式（1）可以得到降低系统功耗的理论依据将器件供电电压从5V降低3V，可以至少降低40%的功耗降低器件的工作频率，也能成比例地降低功耗 80C51的器件电流包括两部分：核心电流和I/O电鋶，即： Icc=ICORE+II/O    (2) 核心电流是内部晶体管开关和内部电容充放电所消耗的电流占有器件电流的较大比例。 ICORE=Vcc·CEQ·f    (3) 式中：Vcc是器件工作电压；CEQ是内部结點和走线的电容它是器件的固有属性，可由式（3）在一定的电流、电压和频率测试值下计算出来；f是核心工作频率 I/O电流主要是地址/数據总线、RD、WR和ALE信号消耗的电流，在器件电流中占的比例较小其数值有以下经验公式： 式中：V=Vcc；C是每个引脚的负载电容和电路板的线路电嫆，大约2pF/in(in为英寸)；f是CPU工作频率；n=24每个总线周期所花费的机器周期数；X是寻址阶段变化的}