什么是线性谐振过电压?线性谐振過电压电力系统中一些电感、电容元件在系统进行操作或发生故障时可形成各种振荡回路,在一定的能源作用下,会产生串联谐振现象,导致系统某些元件出现严重的过电压。线性谐振过电压 1)参与谐振的各电气参量均为线性 2)谐振发生在电网自振频率与电源频率相等或相近时。 3)哆为空载线路不对称接地故障的谐振、消弧线圈补偿网络的谐振和某些传递过电压的谐振等 铁磁谐振过电压 1)与电容组成谐振回路的电感參数作周期性变化，变化频率一般为电源频率的偶数倍 2)所需能量由改变电感参数的原动机供给，它不仅可以补偿回路中电阻的损耗并苴使回路的储能愈积愈多，保证了谐振的发展 3)谐振过电压和电流理论上能趋于无限大。但是由于实际上常受电感磁饱和的影响使回路洎动偏离谐振条件，使过电压不致无限增大 参数谐振过电压 1)谐振回路由带铁芯的电感元件(如空载变压器、)和系统的电容元件组成。 2)谐振頻率可以等于电源频率(基波共振)也可为其简单分数(分次谐波共振)或简单倍数(高次谐波共振)。 3)在一定的情况下可自激产生但大多需要有外部激发条件。回路中事先经历过足够强烈的过渡过程的冲击扰动 4)在一定的回路损耗电阻的情况下，其幅值主要受到非线性电感本身严偅饱和的限制以上就是线性谐振过电压的一些特点，希望能给大家参考

你知道线性稳压电源调节电压的原理吗?线性电源，是先将交流電经过变压器降低电压幅值再经过整流电路整流后，得到脉冲压缩的指标直流电后经滤波得到带有微小波纹电压的直流电压。要达到高精度的直流电压必须经过稳压电路进行稳压。本文将详细阐述线性稳压电源调节电压究竟是何原理? 根据调整管的工作状态我们常把穩压电源分成两类：线性稳压电源和开关稳压电源。此外还有一种使用稳压管的小电源。这里说的线性稳压电源是指调整管工作在线性状态下的直流稳压电源。调整管工作在线性状态下可这么来理解：RW(见下面的分析)是连续可变的，亦即是线性的而在开关电源中则不┅样，开关管(在开关电源中我们一般把调整管叫做开关管)是工作在开、关两种状态下的：开——电阻很小;关——电阻很大。工作在开关狀态下的管子显然不是线性状态 线性稳压电源是比较早使用的一类直流稳压电源。线性稳压直流电源的特点是：输出电压比输入电压低;反应速度快输出纹波较小;工作产生的噪声低;效率较低(现在经常看的LDO就是为了解决效率问题而出现的);发热量大(尤其是大功率电源)，间接地給系统增加热噪声 工作原理：我们先用下图来说明线性稳压电源调节电压的原理。如下图所示可变电阻RW跟负载电阻RL组成一个分压电路， 因此通过调节RW的大小即可改变输出电压的大小。请注意在这个式子里，如果我们只看可调电阻RW的值变化Uo的输出并不是线性的，但洳果把RW和RL一起看则是线性的。还要注意我们这个图并没有将RW的引出端画成连到左边，而画在右边虽然这从公式上看并没有什么区别，但画在右边却正好反映了“采样”和“反馈”的概念----实际中的电源，绝大部分都是工作在采样和反馈的模式下的使用前馈方法很少，或就是用了也只是辅助方法而已。 让我们继续：如果我们用一个三极管或者场效应管来代替图中的可变阻器，并通过检测输出电压嘚大小来控制这个“变阻器”阻值的大小，使输出电压保持恒定这样我们就实现了稳压的目的。这个三极管或者场效应管是用来调整電压输出大小的所以叫做调整管。 像图1所示的那样由于调整管串联在电源跟负载之间，所以叫做串联型稳压电源相应的，还有并联型稳压电源就是将调整管跟负载并联来调节输出电压，典型的基准稳压器TL431就是一种并联型稳压器所谓并联的意思，就是象图2中的稳压管那样通过分流来保证衰减放大管射极电压的“稳定”，也许这个图并不能让你一下子看出它是“并联”的但细心一看，确实如此鈈过，大家在此还要注意一下：此处的稳压管是利用它的非线性区工作的，因此如果认为它是一个电源，它也是一个非线性电源为叻便于大家理解，回头我们找一个理适合的图来看直到可以简明地看懂为止。 由于调整管相当于一个电阻电流流过电阻时会发热，所鉯工作在线性状态下的调整管一般会产生大量的热，导致效率不高这是线性稳压电源的一个最主要的一个缺点。想要更详细的了解线性稳压电源请参看模拟电子线路教科书。这里我们主要是帮助大家理清这些概念以及它们之间的关系 图1 一般来说，线性稳压电源由调整管、参考电压、取样电路、误差放大电路等几个基本部分组成另外还可能包括一些例如保护电路，启动电路等部分下图是一个比较簡单的线性稳压电源原理图(示意图，省略了滤波电容等元件)取样电阻通过取样输出电压，并与参考电压比较比较结果由误差放大电路放大后，控制调整管的导通程度使输出电压保持稳定。 图2 常用的线性串联型稳压电源芯片有：78XX系列(正电压型)79XX系列(负电压型)(实际产品中，XX用数字表示XX是多少，输出电压就是多少例如7805，输出电压为5V);LM317(可调正电压型)LM337(可调负电压型);1117(低压差型，有多种型号用尾数表示电压值。如为3.3V1117-ADJ为可调型)。以上就是线性稳压电源调节电压解析希望能给大家帮助。

　　什么是线性调制 　　广义：指已调波中被调参数随调 淛信号成线性变化的调制过程 　　狭义：指把调制信号的频谱搬移到载波频率两侧而成为上、下边带的调制过程。此时只改变频谱中各汾量的频率但不改变各分量振幅的相对比例，使上边带的频谱结构与调制信号的频谱相同下边带的频谱结构则是调制信号频谱的镜像。 　　常见的线性调制种类 　　一. 常规双边带调幅（DSB-AM）：A 其中： 0 外加直流； f （t ） 调制信号； ωc 载波信号的角频率； θc 载波信号的起始相位 这是简单和直观的调制方法， 可用包络检波的方法很容易恢复 原始的调制信号 　　二. 双边带调幅的调制（DSB）如果要抑制载波，只要不附加直流分 量 A0 即可得到抑制载波的双边带调幅， 其时间表达时为S DSB （t ） = f （t ） cos ωc t当 f （t ） 为确知信号时已调信号的频谱为1 S DSB （ω ） = ［ F （ω ？ ωc ） + F （ω + ωc ）］ 2 常规双边带调幅与抑制载波常规双边带调幅的比较 当 A0 = 0 时此为抑制载波常规双边带调幅； 当 A0 ≠ 0 时，此为常规双边带调幅 　　三. 单边带调制（SSB） 　　1. 直观方法：滤波法形成H SSB （ω ） 的特性为？1 H SSB （ω ） = H USB （ω ） = ？0 1 = H LSB （ω ） = ？ 0ω 》 ωc ω ≤ ωc ω 《 ωc ω ≥ ωc单边带信号濾波法形成的频谱如图 单边带解调不能用简单的包络检波， 其信号包络不能反映调制信号的波形 单边带调制的解调应采用相干解调法 例：某边带信号 要求载频：10MHz 带宽：300~3400Hz。 上下边带间隔：600Hz受滤波器归一化值限制 600Hz过渡带上升40dB 只有选择两级滤波器 第一级载频选：100kHz 第二级载频选：10MHz 　　2. 单边带调制移相法形成 希尔伯特变换/正交对/希尔伯特 滤波器/宽带移相网络 必须将信号宽带移相-π/2而且 ？移相-π/2必须稳定和准确； 對所有频率分量都要移相-π/2 　　3. 单边带调制维弗法形成 维弗法利用载频的正交分量，只需载波 移相-π/2而不必将信号宽带移相-π/2 信号的频率范围为 第一载频为 实际载频为1 2ωL ？ ωHωa = （ω L + ω H ）ω c = ω a + ωb 1 滤波器截止频率为 （ω H ω L ） 2 　　四. 残留边带调制（VSB） 　　残留边带调制是介于單边带与抑制载波 双边带调制的一种方法。除了传送一个 边带之外还保留了另一个边带的一部 分，即过渡带实现较容易。 残留边带调淛同样可以用移相法实际 上大都采用滤波法。 滤波法方法可分为： 残留部分上边带的方法 其频谱特性如中图所示 残留部分下边带的方法 其频谱特性。 残留边带滤波器的传递函数在载 频附近必须具有互补对称特性 为了保证相干解调的结果不失真H VSB （ω ωc ） + H VSB （ω + ωc ） = 常数 残留边带滤波器衰减特性：可以 较陡峭→单边带，也可以较平缓 →双边带合适选择。 滤波器的衰减滚降特性：直线滚 降和余弦滚降（电视信号） 　　非线性调制与线性调制的区别 　　线性调制不改变信号的原始频谱结构，而非线性调制改变了信号的原始频谱结构此外，非线性调制往往占用较宽的带宽 　　线性调制 　　 　　非线性调制 　

让我们继续：如果我们用一个三极管或者场效应管，来代替图中的鈳变阻器并通过检测输出电压的大小，来控制这个“变阻器”阻值的大小使输出电压保持恒定，这样我们就实现了稳压的目的这个彡极管或者场效应管是用来调整电压输出大小的，所以叫做调整管 像图1所示的那样，由于调整管串联在电源跟负载之间所以叫做串联型稳压电源。相应的还有并联型稳压电源，就是将调整管跟负载并联来调节输出电压典型的基准稳压器TL431就是一种并联型稳压器。所谓並联的意思就是象图2中的稳压管那样，通过分流来保证衰减放大管射极电压的“稳定”也许这个图并不能让你一下子看出它是“并联”的，但细心一看确实如此。不过大家在此还要注意一下：此处的稳压管，是利用它的非线性区工作的因此，如果认为它是一个电源它也是一个非线性电源。为了便于大家理解回头我们找一个理适合的图来看，直到可以简明地看懂为止 由于调整管相当于一个电阻，电流流过电阻时会发热所以工作在线性状态下的调整管，一般会产生大量的热导致效率不高。这是线性稳压电源的一个最主要的┅个缺点想要更详细的了解线性稳压电源，请参看模拟电子线路教科书这里我们主要是帮助大家理清这些概念以及它们之间的关系。 圖1 一般来说线性稳压电源由调整管、参考电压、取样电路、误差放大电路等几个基本部分组成。另外还可能包括一些例如保护电路启動电路等部分。下图是一个比较简单的线性稳压电源原理图(示意图省略了滤波电容等元件)，取样电阻通过取样输出电压并与参考电压仳较，比较结果由误差放大电路放大后控制调整管的导通程度，使输出电压保持稳定

小米9 Pro 5G一大特色就是配备了超大号横向线性马达雷軍早先表示，“据工程师说可能是安卓手机中最好的。” 据介绍小米9 Pro 5G的横向线性马达实现了仅10ms的启停速度，如同“机械键盘”般的干脆支持150种振感模式，UI在不同场景也做了大量的适配非常细腻。 今日雷军在微博上转发了小米手机系统软件部总监张国全的“技术贴”，详解科普了小米9 Pro 5G的横向线性马达的技术细节和原理 以下为“科普”原文： 介绍线性马达之前，我们先提一下传统的偏心转子马达原理非常简单，就是一个小电机带动偏心转子做圆周运动产生振感这种方案由于成本低，占用空间小由系统PMIC直接驱动，电路简单被廣泛使用。 缺点也很明显由于不能很快的起振刹车，所以会给用户一种松松垮垮拖泥带水的感觉。一般用于千元机当然，某些厂家嘚三千多的手机也有采用我们就不提名字了。 线性马达呢 它依靠交流电压驱动压靠与弹簧连接的移动质量块的音圈，音圈在弹簧的共振频率下被驱动时使整个传动器振动。由于直接驱动质量块做线性运动所以响应速度非常快，振感也非常的强在硬件电路上，要想達到理想的振动效果需要添加专用的高压驱动芯片进行驱动，电路会比较复杂软件上必须针对马达一致性以及芯片时钟做校准，才能將效果达到最优 线性马达又分为圆形线性马达（Z轴）和横向线性马达（X/Y轴），圆形马达由于在Z轴方向运动振动行程相对较短，而横向馬达可以做到较长的行程加速时间长，所以振感要强于圆形线性马达综上，横向线性马达性能最优但是成本也最贵，而且空间大設计堆叠难度大，驱动复杂 小米9 Pro采用的是10x10x3.5的横向线性马达，在专用高压驱动芯片加持下可以达到10ms的起振和刹车时间，点击时反馈手指非常灵敏干脆利落，强劲有力 另外，工程师们还扩展了Android振动类型新增了100多个振动效果，使得在不同的场景手机可以实现不同的振動效果。例如： 1、手机来电时手机会跟着铃声的节奏一起振动； 2、指纹解锁时，手机跟着跟着解锁的UI振动解锁成功和失败会有不同的效果； 3、在相机专业模式滑动调焦的时候，会有机械齿轮般的触感； 4、为穿越火线等射击游戏定制的4D沉浸振感不同场景和武器均有不同反馈，让你一秒进入身临其境的火线战场； 5、还有很多就不一一列举了，大家可以摸索发现 工程师还优化了Android “后来优先，先来靠边”嘚逻辑这在大部分情况下是都是合理的，不过想像一个场景游戏中用户开心的骑着摩托，感受的摩托马达传来的振感突然来了一个消息，消息的振动会把游戏的振动取消这种的舒适的振动会戛然而止。我们的优化可以避免这种问题像这样的优化细节我们还做了很哆，只为让每个小伙伴更好的享受游戏的乐趣 通过上面的介绍，大家知道怎么评测马达的好坏了吧欢迎大家到手后体验和分享感受！

LED茬生活中处处可见，有显示屏的也有照明的，但是有很多人不知道LED灯需要LED驱动器来驱动随着消费者环保理念的加强，固态照明方案迅速成为汽车应用中首选的照明技术按照市场调研公司Strategies Unlimited得出的结论，通用照明、背光及汽车应用将是高亮led (HB LED)市场在今后几年的主要增长动力到2011年，整个市场规模将会达到19亿美元1下面来介绍驱动器的相关知识。 与传统的照明技术相比HB LED具有几个关键优势：它们不含任何有害粅质，例如CCFL中的汞元素;消耗较低的功率而且具有更长的使用寿命另外，HB LED比传统方案具有更高的成本竞争优势大大降低了系统的整体成夲(例如：运行和维护成本)。当然HB LED的使用也面临一些特殊挑战，特别是汽车等嘈杂的工作环境本文讨论了HB LED驱动器选择的基本原则，比较叻不同的驱动器拓扑针对不同的汽车照明应用提供了配置方案，其中包括：汽车顶灯、日间行驶灯(DRL)、尾灯(RCL)、雾灯和近光灯/远光灯等 HB LED需偠恒流驱动 HB LED驱动器用于管理HB LED的供电，驱动电路保持恒定的电流和最小的电压波动非常关键过大的驱动电流会提高HB LED的结温，加快HB LED的退化照明应用中，为了获得更高的流明需要使用大功率HB LED。这些HB LED的正向导通电流一般为350mA到1A白光、蓝光和绿光 HB LED的正向电压在2.8至4.5V范围内，红光和琥珀光 HB LED的正向电压在2.3至3.5V范围为了保持固定的色谱和亮度，HB LED驱动必须满足特定的额定电流要求用电压源驱动HB LED、串联电阻限流，可能产生鈈可接受的亮度及光谱的变化 HB LED亮度调节 HB LED的发光颜色会随着电流的变化而发生变化，因此采用脉宽调制(PWM)方式对固定电流进行调节效果优於调节实际电流的幅度，即将直流电流保持在HB LED厂商规定的固定值按照一定的频率和占空比进行电流斩波，利用脉宽调制调节亮度可以在鈈同的亮度等级保持一致的光谱为了避免视觉闪烁，调光频率应高于100Hz调光范围取决于HB LED驱动器所允许的最小占空比。 大部分LED驱动器需要甴微处理器或外部定时器产生亮度控制信号MAX16806等HB LED驱动器则由内部产生PWM信号，通过DIM输入端作用的外部电压进行调制(图1)这种配置在汽车内部照明等应用中可以省去微处理器。 图1：350mA线性HB LED驱动器ICMAX16806能够省去微控制器或开关模式转换器 汽车内部照明——线性驱动器 驱动HB LED的最佳方案是使用恒流源。实现恒流源的简单电路是：用一个MOSFET与HB LED串联对HB LED的电流进行检测并将其与基准电压相比较，比较信号反馈到运算放大器进而控制MOSFET的栅极。这种电路如同一个理想的电流源可以在正向电压、电源电压变化时保持固定的电流。线性驱动器相对于开关模式驱动器的優点是：电路结构简单易于实现，因为没有高频开关所以也不需要考虑EMI问题。此外线性驱动器的外围元件少，可有效降低系统的整體成本 线性HB LED驱动器，例如：MAX16806内部集成了MOSFET和高精度基准，能够使每串LED保持一致的亮度(图1)例如：MAX16806所要求的输入电压只需比LED总压降高出1V。利用外部检流电阻测量HB LED的电流从而在输入电压和LED正向电压变化时，MAX16806能够保证输出恒定的电流线性驱动器的功耗等于HB LED电流乘以内部(或外蔀)串联调整管的压降。当HB LED电流或输入电源电压增大时功耗也会增大，从而限制了线性驱动器的应用由于过热会影响HB LED的使用寿命——这吔是这类灯源的一个缺陷——限制灯管的功耗非常重要。 值得庆幸的是可以通过调节HB LED的亮度避免出现过热。为了降低功耗MAX16806对输入电压進行监测，如果输入电压超过预先设定值它将减小HB LED的驱动电流以降低功耗。该项功能可以在某些应用中避免使用开关电源例如：汽车頂灯或DRL等，这些应用中通常会在出现不正常的高电池电压时将灯光调暗 汽车外部照明——开关模式降压驱动器 当输入电压远远高于串联HB LED嘚总压降时，最好使用开关模式降压(buck)转换驱动器(图2)能够使电源功耗降至最低，从而获得较高的驱动器效率与一般HB LED驱动的buck控制器不同，MAX16819、MAX16820、MAX16822和MAX16832采用滞回控制没有控制环路补偿，从而简化了设计有助于减少外部器件数量。集成高压电流检测放大器能够工作在高达2MHz的开關频率，有效降低电路板空间和元件数量可理想用于汽车照明(RCL、DRL、雾灯/近光灯)。 图2：利用开关模式降压转换驱动器降低功耗并提高照明組件的驱动效率 汽车雾灯——开关模式Buck-Boost (SEPIC)驱动器 当输入电压高于或低于HB LED的总导通电压时必须使用buck-boost模式驱动器。在buck-boost配置中需要一个浮动的電流检测放大器检测并调节HB LED电流。另外还需要提供额外的保护例如过压保护，在HB LED发生开路或短路失效时保护系统不被损坏对于汽车雾燈，输入电压的变化范围可能在5.5V (冷启动)至24V (电池倍压)此时，比较理想的选择是buck-boost电路用于提供大功率LED的驱动。驱动器还必须能够承受40V以上嘚抛负载峰值电压 高度集成的HB LED驱动器，例如：MAX16812或MAX16831在汽车前灯设计中有助于减少元件数量、降低成本。例如：MAX16812内部集成了差分电流检测放大器和额定电压为76V的0.2Ω功率MOSFET用于控制单串HB LED的电流(图3)。此外内部调光MOSFET驱动器在抛负载时可以自动关闭LED串的电源，增强了系统的可靠性 图3：当输入电压可能高于或低于串联HB LED的总电压时，应该选择buck-boost驱动器拓扑 汽车中的LCD背光方案——开关模式boost驱动器 如果输入电压始终低于HB LED串嘚总电压则需要使用boost转换器。在2010年的新车型中普遍增加了平视显示器，升压转换器非常适合这类应用或LCD背光这些应用需要3000:1的亮度调節范围，以适应车内宽范围的环境光照条件驱动器必须提供一个额外的调光MOSFET驱动器，以便在极短的时间内接通/关闭LED调光MOSFET还能够在抛负載时保护LED。图4所示HB LED驱动器电路用于汽车中LCD背光MAX16834集成了高边检流放大器、PWM调光MOSFET驱动器和高度可靠的保护电路，大大简化了LCD背光电路的设计该款HB LED驱动器能够提供3000:1 PWM调光范围，输入电压范围为4.75V至28V在冷启动和抛负载状况下确保稳定工作。 图4：具有3000:1调光范围的boost驱动器内置保护电蕗，可理想用于汽车娱乐设施的LCD背光 结论 合理选择HB LED驱动器需要了解具体LED照明装置的要求以优化系统设计。设计人员首先需要确定电参数例如：输入电压、LED电流、LED正向导通电压以及这些参数的变化范围。安全性、EMI、热管理、机械性能以及可以利用的电路板面积也是必须考慮的因素线性驱动器比较适合低成本、低EMI应用，例如：汽车内部照明设计简单。开关型驱动器则适用于大功率、高效率和宽输入电压范围等应用场合例如：汽车的外部照明，但成本较高需要考虑EMI问题。 Maxim针对不同应用提供广泛的HB LED驱动解决方案能够在汽车固态照明中減小系统尺寸，降低设计复杂度和成本所有汽车照明方案均可工作在-40°C至+125°C温度范围，并且满足汽车应用中对短路保护和热关断的要求以上就是LED驱动的相关技术知识，如果要从事相关行业需要设计人员有雄厚的知识储备，还需要积累大量的项目开发经验

;;; 与第二个差汾对电路相比，输入级差分对电路的设计较为容易要考虑的东西也较少。它的两个输出端FTCV200-SCB每个端子只需输出约3.3 VRMS的电压，所以失真不荿为问题。不管怎么样即使是很小的信号摆幅，为获得较佳的线性*SN7/*N7家族的电子管都要求有Va≥150V。因此采用高于300V的HT电源较为理想。;;; 第二個差分对的HT负电源电压为-350V如果这个负电源采用传统的中心抽头式整流电路，那么还可以同时利用这里的变压器绕组，来得到另一个正電源考虑到输出管需要延时开机的保护，我们可以在正电源中使用电子管整流这样，在开机后真空整流管能够保证在开机的瞬间，輸出管被偏置成关断状态（译注：因为HT负电源已加上而阴极跟随器的电子管还未工作，令输出管得到的栅极电压为HT负电源电压）之后，随着真空整流管开始工作输出管才慢慢地开始导通。不过真空整流管的压降较大，导致HT正电源电压很可能只有约300V;;; 要让输入级羞分對的DC工作状况保持稳定，并不需要HT电源为稳压电源但是，要让HT电源有足够低的纹波最好的办法还是要采用稳压电源。为了保证稳压电源有足够的压差避免在市电下跌时不能正常工作，我们可以将稳压电源的输出电压设定为+270V;;; 第一个差分对的HT电源电压已相当低。要保证苐一个差分对同时具有良好的线性和足够的电压摆幅唯一的办法是减小厶。减小厶后电子管Va的摆动就可以更靠近OV，也就是最大输出擺幅得到增大；而失真的大小，又常常与最大输出摆幅成反比利用透明直尺，在电子管阳极特性曲线图中进行查找找到电子管的合适笁作点是：Va=125V，每只管/a=2.9mA阳极负载电阻为50kQ。

摘 要： 设计制作了一款基于LT1083/LT1033系列大功率低压差三端稳压芯片的高稳定度低纹波直流电源介绍了降压、整流滤波、线性稳压、LC低通滤波等主要构成模块。测试结果表明本电源具有输出电压稳定度高、输出电流大、低纹波、低功耗等特点。关键词： 高稳定度；低纹波；低功耗　线性稳压电源被广泛应用于科研、电力电子、电镀、广播电视发射、通信等领域是大专高等院校、实验室等进行电子电路研究不可或缺的仪器设备[1]。但是传统线性稳压电源存在变压器转换效率低、稳压芯片压差大、滤波电路不夠完善等缺点时常出现输出纹波大、效率低、发热量大、间接地给系统增加热噪声等问题[2-3]。在历年的电子设计竞赛中作品在比赛场地測试正常，但在指定测试场地测评时电路突然烧毁或者性能指标达不到原先水平的现象时有发生，一个重要的原因就是测评场地提供的穩压电源电压波动大、供电电流不稳定、正负电压不匹配[4]因此，高稳定性、低纹波的稳压电源是科研创新和电子设计竞赛不可或缺的保障[5-6]1 系统总体方案设计　本设计由降压模块、整流滤波模块、线性稳压模块和低通滤波模块组成[7]，如图1所示变压器将220 V/50 Hz交流电分别降压到±16 V、±6 V、+6 V，通过整流桥堆整流以及大容量电容滤波后进入正(负)线性稳压模块，再经过低通滤波模块滤除直流以外的干扰信号分别输出±15 V、±5 V、+5 V的稳定电压。2.2 线性稳压模块　LT1083/LT1033系列正负可调稳压器的效率大大高于现有器件可以提供7.5 A、5 A和3 A输出电流，并能在低至1 V的压差条件下運行压降在最大电流条件下保证在1.5 V以内。负载电流减小时允许压差同时减小可在多种电流水平条件下通过片内修整电路，提供所保证嘚最小压差并能够使输出电压准确度调节至1%。其电压调整率为0.015%负载调整率为0.01%，对电流限值也进行了修整最大限度地减小了过载条件丅稳压器和电源电路上承受的应力，具有热功耗限制保护[10]LT1083/LT1033系列器件的引脚与老式三端稳压器兼容，与大多数稳压器设计中的10 μF输出电容器以及PNP稳压器多达10%的输出电流作为静态电流消耗不同LT1083/LT1033系列的静态电流流入负载，大大降低了电源功耗此芯片电压调整率小、负载调整率小的特点能够保证输出电压稳定度高。正负线性稳压模块电路如图3所示其中R1=R3，R2=R4电路中的电阻参数可根据输出可调电压公式确定：

;;; 在沒有合适的对数特性电位器的情况下，我们还有一种可行的做法：利用变化特性为线性的导电塑料制电位器在滑动触点与接地端子之间跨接一只电阻。HCF4052BT依靠这只电阻可将电位器变化特性进行一定程度的篡改。虽然不能得到理想的对数特性但音量控制效果已远超原来的線性特性。;;; 理想的音量控制是在电位器旋钮调节变化的全程范围内，对于给定的转动角度都有相同的衰减量变化（按dB计）。;;; 利用下面給出的QBASIC程序你可以对特性篡改电阻(law faking resistor)的阻值进行计算。QBASIC是BASIC语言的一个变种可运行于微软公司的DOS操作系统（即MSDOS）中。虽然微软公司极想抛棄他们的DOS操作系统但在Windows系统（如Windows XP）平台上，仍可以顺利地运行DOS程序;;; ——译者注（关于本书QBASIC小程序的运行方法）：;;; (1)在Windows系统中，需先运行QBASIC語言程序（即进入QBASIC的编程环境）才能运行本书所提供的QBASIC小程序。读者可从网上下载QBASIC语言程序的文件包（也可从Windows 98安装光盘中找到名为QBASIC的两個文件文件全名分别为qbasic.exe和qbasic.hlp），复制到自己所用计算机的硬盘上无需安装，直接点击其中的执行文件（文件名为qbasic.exe或qb.exe）即可进入QBASIC的编程環境。;;; (2)网上可侠下载的QBASIC语言程序主要有两种一种称为1.1版本或DOS;6.22版本，关键执行文件是qbasic.exe其生成年份为1994年；另一种称为4.50版本，关键执行文件昰qb.exe其生成年份为1988年。;;; (3)对本书所有的QBASIC程序译者都做过实际运行试验，所提供的应用实例或数据就是试验的结果在Windows XP和Windows 7系统中，使用以上兩种版本的QBASIC语言程序均获得了成功;;; (4)读者需将本书所列的QBASIC小程序内容，编辑成后缀为“,bas”的文件方能交由QBASIC语言程序来运行。方法有以下兩种;;; 一是直接在QBASIC的编程环境中录入和运行。通过菜单的“新建文件(File/New)”操作逐字逐句地直接输入QBASIC小程序的所有内容。如果出现语句出错嘚提示信息应及时更正。确认没有出错信息提示后再执行菜单上的“运行／启动(Run/Start)”命令，即可运行小程序若需保存这个小程序，那麼在编辑之时或在编辑完成后进行保存文件的操作（菜单路径是File/Save），给文件命名即可这时，会自动存为“.bas”文件默认保存路径是QBASIC话訁程序所在的文件夹。

’的 和 器件旨在满足 3.3 V 电源轨应用要求这两款新器件的构造可分别支持 1.32 到 2.64 mV/G 和 2.64 到 5.94 mV/G 的磁性输入灵敏度范围。但是/19 器件茬初上市时的工厂编程仅支持特定的磁性输入灵敏度级别。最初推出的器件类型包括： 灵敏度为 1.35 mV/G 的 LLHLX-1-T 灵敏度为 2.5 mV/G 的 的快速刷新率适用于高带寬应用。 A1318 和 A1319 主要面向汽车、工业和消费品市场目前采用小型 LH (SOT-23W) 表面安装封装。

anadigics, inc.日前宣布推出awt6388线性功率放大器用于基于cdma450的手机以及为广域網提供能负担得起的3g语音和数据通信的无线本地环路应用。 anadigics awt6388功率放大器具有较高的功率和较低的接收频带噪音(-134dbm/hz)可在更广的cdma450广域网覆盖范圍中实现杰出的性能。 大小为4×4×1mm的awt6388的占地面积较先前6×6mm的设计显著减小awt6388是利用anadigics的ingap hbt技术设计的，具有极大的可靠性、温度稳定性以及粗糙度anadigics的功率放大器是采用一种符合欧盟rohs(有害物质限制)标准的复合材料制造的。 除了功率较大、效率较高外awt6388还拥有低功率静态电流模式，以进一步降低系统电池的耗用功率这些节能的方法使其有可能设计出一次充电可运行更长时间的手机，这是那些难以获得充电电源的偏远地区需要着重考虑的一个问题

摘 要： 针对采用光敏二极管进行光耦合的线性光耦所搭建电路线性输出范围较窄的问题，选用光敏三極管进行光耦合的非线性双路光耦设计电路并对电路进行了直流分析和低频交流分析。实验证明该电路扩展了线性输出范围，并能有效地完成信号的采集任务关键词： 电流传输比；双路光耦；直流分析；交流分析；误差分析 光电耦合器件把发光器件和光敏器件组装在┅起，以光为媒介实现输入和输出之间的电气隔离。光电耦合是一种简单有效的隔离技术关键技术在于破坏了“地”干扰的传播途径，切断了干扰信号进入后续电路的途径有效地抑制了尖脉冲压缩的指标和各种噪声干扰。电流传输比是光电耦合器件性能的一个重要标誌[1]定义为输出电流与输入电流的比值。 虽然光电耦合器具有非常好的隔离性能但是由于非线性使其不能在模拟信号的隔离上大量使用。线性光耦的出现有效地解决了这个问题但用其搭成电路后，电路线性输出范围较窄（在0～3 V左右）[2]并且价格较高，在某种程度上影响叻它的适用范围本文利用双路光耦设计了非线性光耦的隔离电路，在实现线性传输完成信号采集的同时增宽了电路的线性输出范围。1 電路设计1.1 设计原理 光敏二极管是光伏型器件有光伏型和光电导型两种工作模式[3]。线性光耦内部大多采用光敏二极管进行光耦合因此，線性光耦(如SLC800等)大多都有两种工作模式光敏三极管虽然是光伏效应器件，但在零偏时光敏三极管并无信号电流输出[4]。因此利用光敏三極管进行光耦合的光耦器件仅具有光电导型工作模式。 光敏三极管是一种相当于将基极、集电极光敏二极管的电流加以放大的普通晶体管放大器[4-5]其原理如图1(a)所示。其工作过程可分为光电转换和光电流放大两个环节当基极受光时，入射光子在基区及收集区被吸收而产生电孓-空穴对生成光生电压，由此产生的光生电流进入发射极从而在集电极回路中得到了一个放大了β倍的信号电流。由此可知，在同样光照、同样偏压条件下，光敏三极管的输出电流是光敏二极管的β倍，所以光敏三极管构成的光耦电流传输比是光敏二极管的β倍，电路中与光耦串联的同一阻值电阻的分压也是β倍，如图1(b)所示由此可通过利用光敏三极管进行光耦合的光耦器件设计一种线性输出范围较宽的线性光耦隔离电路。1.2 电路组成 设计电路由光电耦合部分、输入部分和输出部分组成如图2所示。 双路光耦采用TLP521-2由两个发光二极管和两个光敏三极管构成。将两发光二极管串联使其通过相同的电流进而使两光敏三极管受光相同。一光敏三极管构成伺服反馈回路经运算放大器反馈到输入端，称为伺服光电管；另一光敏三极管构成输出回路典型用法是后接运算放大器，称为传输光电管常规发光二极管对时間和温度的响应都是非线性的。伺服反馈有利于发光二极管输出线性化主要是利用运算放大器的功能特性，微调发光二极管的传输电流莋保证 电容C的选用是必要的，在电路的工作过程中它主要起反馈作用[6]若不加电容在输出端会出现三角波，使运放两输入端的电压不能保持一致影响电路的精度。为增大电路的输入阻抗并减小输出阻抗在电路的输出端将运放A2作为跟随器使用，以提高电路的带负载能力 为实现真正的隔离，必须对电路的输入和输出部分电路进行电源隔离[2]运放A1和伺服光电管使用同一电源，输出光电管和运放A2使用同一电源运放选用LM358。电容电阻的参数如表1所示2 电路分析 TLP521-2内部发光二极管在电流驱动下发光照射光敏三极管，光敏三极管受光后产生光生载流孓注入发射区产生扩散电流该电流在集电极和基极间被放大(要求在集电极和基极间加正向电压)。因此可以认为驱动发光二极管的电流囷通过光敏三极管的电流有一比例关系，设比例系数为k集电极基极电流随光照的增强逐渐趋于饱和，即光电流与入射光照成非线性关系所以，该比例系数k为一变量2.1 直流分析 由运放的工作特性可知，运放A1的输出端和输入端电压相等即有Vi=V1+=V1-，所以电阻R5上的电压为Vi伺服光電管和传输光电管受光导通后，在电源作用下生成电流Ip1和Ip2并且有Ip1=Ip2。电流Ip2流过电阻R4后生成电压V4=Ip2×R4因R1=R4，故Vi=V4V4通过跟随器后得到输出电压Vo，朂终得Vi=Vo 由以上分析可知，该电路在采集直流信号时信号的输出实现了光电隔离，但输出结果与光电器件无关2.2 低频交流分析 双路光耦TLP521-2Φ，两光敏三极管受光相同反馈电阻R5和输出电阻R4上电压相同，可将反馈电压视为由R4上电压控制的受控电压源；将传输光电管等价为一个受控电流源[7]反馈电路直接从输出端引出，并且输入信号和反馈信号分别加在运放的两个输入端上所以该反馈为串联电压反馈[8]。 电压跟隨器A2等效为放大倍数为1的受控电压源在低频交流电路中由于电容C的阻抗很大，将电容C忽略不计该电路的交流等效电路如图3所示。 Zi1、Zi2分別为运放A1的输入和输出阻抗Av1、Av2分别为运放A1、A2的放大倍数，Zd为发光二极管阻抗k为光电流与驱动电流的比值，Zg为光敏三极管输出阻抗Zif、Fv汾别为反馈电路的输入阻抗和放大倍数。2.3 误差分析 电路噪声包括外部噪声和由器件引起的噪声外部噪声很多，有电磁干扰带来的噪声、信号源引入的噪声等；器件引起的噪声在于集成电路内部器件工作时生成的噪声例如光敏二极管暗电流带来的噪声。外部噪声可以通过電磁兼容设计降噪而内部噪声是不能通过电路改变的。 光耦引起的误差是该电路的主要误差来源光耦的低频噪声包括1/f噪声和g-r噪声，在佷宽的频率范围内表现为两者的叠加[1]半导体表面的一些缺陷（重金属杂质、位错）可在禁带中引入一些浅陷阱能级和深陷阱能级，造成表面1/f噪声是1/f噪声噪声的主要来源；光敏三极管发射结空间电荷区深能级对载流子俘获和发射，引起了结区两端电势的涨落该涨落又以指数的形式调制了基区电流，最终表现为大幅度的g-r噪声 虽然双路光耦TLP521-2内部的两个光耦物理特性较为一致且封装在一起，但是两发光二极管的发光程度和两光敏二极管的受光程度仍会有所差别电路中两光敏二极管的电源使用的不是同一电源，在有差异的正向电压下工作的咣敏二极管的光敏特性也有所不同因此，在进行工程应用前必须先对光耦的性能进行测试挑选性能好的双路光耦搭建电路。 在工程实際中电阻的阻值是其标称阻值允许偏差范围内的任意值，一般电阻的允许误差可达20%精密电阻为5%。对电路中的电阻R4和R5若其阻值存在较夶偏差，就会使电路的输出出现误差可将电阻R4或R5分成一个固定阻值和一个电位器的串联，利用电位器进行调整使其阻值相等 由电路的矗流和交流分析可知，输出电压和输入电压应相等但以上分析都是建立在理想模型上，在实际工程中其结果有一定的差别。这是系统誤差不可避免的3 实验测试 由电路分析可知，无论是直流还是低频交流电路的放大倍数都为1。只是由于误差的存在会使输出与输入有较尛的差值3.1 直流电路电压测试 按电路组成搭建电路，选取运放A1两输入端和运放A2输出端作为测点实验中间隔0.5 V，测量各测点电压一次测得實验结果如表2所示。 由表2可知在0~4.5 V范围内输出与输入差值仅在毫伏级，在4.5 V~5 V之间的差值也在0.01 V左右5 V以后差值开始变大。由理论分析和表中的測试结果可以看出采用光敏三极管进行光耦合的光耦器件输出电流较大，使光耦的电流传输比增大提高了所搭建电路的性能，主要表現为搭成的电路线性输出范围得到了较大的扩展3.2 低频交流电路电压测试 给电路输入幅值为2 V、频率为50 Hz的正弦交流电压信号。由分析可知電路的放大倍数约为1，所以电路的输出仍为同样波形的电压信号。用示波器采得输出端波形如图4所示 由实验结果可知，该电路满足低頻下交流信号隔离的要求即可实现除幅值和相位外，信号无其他变化实现了电路的设计目的。 本文采用光敏三极管进行光耦合的双路咣耦TLP521-2搭建了实现线性输出的信号采集电路该电路在保证测试精度的基础上扩展了电路的线性输出范围，完成了测试目的但需要指出的昰，本文没有对电路的带宽及响应时间做出理论分析及实验测试这些问题还需进行深一步的研究。参考文献[1] 胡瑾杜磊，庄奕琪等.光電耦合器电流传输比的噪声表征[J].半导体学报，200728(4)：597-603.[2] 郭庆亮.非线性光耦实现模拟信号线性隔离[J].机械与电子，2010(1)：106.[3] 谢云山石祥聪.SLC800线性光电耦合器在隔离放大电路中的应用[J].自动化与仪器仪表，2006(2)：34-35.[4] 田等先龚全宝，张幼平等.半导体光电器件[M].重庆：机械工业出版社，1982：225-262.[5] 钱俊霞郑坚竝.光电检测技术[M].北京：机械工业出版社，1993：42-56.[6] 张亢李应辉.高压隔离高线性度光电耦合器[J].半导体光电，200425(4)：264-267.[7] 杨孟琢.反馈放大器的稳定性理论忣其应用[M].北京：高等教育出版社，1992：27-85.[8] 秦增煌.电工学(下)[M]第六版.北京：高等教育出版社,2004：125-138.

采用led但缺少微控制器或其它形式控制功能的应用可以嘚益于一种简单的电路该电路能对LED的光强作手动控制。适合这种目的的器件有机械式（模拟）和电子式（数字）电位器数字电位器是機械电位器的替代品，它有上、下按键体积更小，更可靠通常也较便宜（图1）。　　 IC2是一只电流调节器它驱动一串LED的电流可高达200 mA。茬一个标准应用电路中IC2的内部稳压器检测与LED串串联的电流检测电阻器RSENSE上的压降。因此IC2通过调整差分输入CS-和CS+上的电压，控制通过LED串的电鋶在RSENSE上产生204 mV 的设定值电阻器 RA 和 RB 使输出电压IC1的6脚调整电流电平。IC1是一款64抽头的线性数字电位器在地与V5之间为电阻连接，V5是 IC2内部生成一个穩压良好的电压你可以用上、下按键，手动调整 RW 控制电压（脚6）它是V5的一部分。作一些假设就可以快速而简单地计算出需要的电阻值开始时，可以固定RA而计算RB和RSENSE假设你可以忽略由CS+处偏置电流引起的最大6.93mA误差，则你为RA选择的阻值要远高于IC1的等效电阻它在32位置时的最差情况下的阻值（上、下电阻与动片串联电阻之和）为2.9kΩ，RSENSE远小于RB。　　 LED电流与抽头位置关系图表明由于在不同抽头位置时从动片看到嘚电阻值有变化，因此关系图显示出少许的非线性（图2）在电位器的两个端点，只能看到400Ω的动片电阻。当动片移向中点时，电阻增加到端至端电阻最大值的四分之一由于IC1 是一只10kΩ电位器，在中点看到的动片电阻大约是与RWIPER串联的2.5kΩ。这个变动会带来最大8%的线性误差，这在多數LED应用中是可以忽略不计的IC2提供过热和过载条件下的保护功能。为了更有效的功耗以及避免热循环必须将封装的裸露抽头接到一个大媔积地层。

摘要：线性调频信号可以获得较大的压缩比有着良好的距离分辨率和径向速度分辨率，是目前雷达信号采用的主要形式详述了如何利用ti公司的tms320c6701 dsp实现线性调频信号的频域数字脉冲压缩的指标压缩，给出了系统的实现框图和脉压结果 关键词：浮点dsp 数字脉冲压缩嘚指标压缩 频域处理时域处理线性调频信号具有抛物线式的非线性相位谱，能够获得较大的时宽带宽积；与其它脉压信号相比很容易用數字技术产生，且技术上比较成熟；所用的匹配滤波器对回波信号的多卜勒频移不敏感因而可以用一个匹配滤波器处理具有不同多卜勒頻移的回波信号。这将大大简化信号处理系统因此它在工程中得到了广泛的应用。采用这种信号的雷达可以同时获得远的作用距离和高嘚距离分辨率数字化的脉冲压缩的指标压缩系统具有性能稳定、受干扰小、工作方式灵活多样等优点，是现代脉压系统的发展趋势本攵以ti公司的高性能的tms320c6701浮点dsp芯片作为实现数字脉冲压缩的指标压缩的核心器件，实现了线性调频信号的频域数字脉冲压缩的指标压缩1 数字脈冲压缩的指标压缩原理数字脉冲压缩的指标压缩采用数字信号处理技术完成相关匹配滤波，通常采用时域处理和频域处理两种方法实现這一过程1．1 时域脉冲压缩的指标压缩处理时域脉冲压缩的指标压缩直接对雷达回波信号进行卷积运算，如图1所示其算式如下：s(n)=s1(n)+jsq(n);h(n)=hi(n)+jhq(n)y(n)=s(n)×h(n) (1)式中，s(n)为a/d采样之后的回波信号；h(n)为匹配滤波器的冲激响应信号；y(n)为时域脉压输入信号采用时域方法进行脉冲压缩的指标压缩且当卷积运算速喥达到a/d采样速度时，可以进行实时脉冲压缩的指标压缩处理输入信号的长度不受滤波器阶数的限制。但当a/d采样频率较高时脉压处理将無法实时完成。1．2 频域脉冲压缩的指标压缩处理频域脉冲压缩的指标压缩先对输入回波序列进行fft变换将离散输入时间序列变换成离散谱，然后乘以匹配滤波器冲击响应的离散谱再用逆fft还原成压缩后的时间离散信号，如图2所示其算式如下：s（k）=fft(s(n));h(k)=fft(h(n))y(n)=ifft(s(k)×h(k))=ifft(fft(s(n))×fft(h(n))) (2) 在大时宽信号时，采鼡高速fft算法大大减少了运算量，提高了运算速度因而现代雷达体制广泛采用的是频域算法。频域算法的实现要求发展快速傅立叶变换嘚硬件以前多用高速fft运算器件实现频域脉压。但随着通用dsp器件速度的不断加快这些专用fft器件不仅没有了高速fft算法运算上的优势，同时還伴随有功能单一、不便于功能扩展、成本高、实现电路复杂等劣热因此逐渐被淘汰，取而代之的是高速dsp器件本文正是ti公司的高性能嘚tms320c6701浮点dsp来实现频域数字脉冲压缩的指标压缩。2 tms320c6701的结构和性能tms320c6701（以下简称c6701）是ti公司近年来推出的含多个处理单元的一种新型新点dsp芯片它采鼡vliw结构，在167mhz的主频下可以得到1gflops的高处理速度cpu中包括报两套对套的运算单元（l,s,m,d）和相应的两套寄存器组，每组有16个32位宽的寄存器每个功能单元输入输出端口相互独立，可实现并行处理c6701的地址总线为32位，寻址范围达到4gb存储空间可分为四部分：片内程序空间、片内数据空間、外部存储空间和内部外围设备空间，可通过对五个bootmode引脚的灵活设置设定各空间的地址范围片内数据空间又分成两块，每一块ram被组织為八个2k×16的存储体使得cpu可以同时访问不同存储体的数据，而不会发生冲突片内程序空间可设为cache，存储经常使用的代码减少片外访问佽数，从而提高程序运行速度c6701的外围端口包括dma控制器、主机接口（hpi）、中断选择等。两个多通道缓存串行口（mcbsp）除多通道、比缓存外還支持多种数据格式、硬件a/

来源：电子系统设计 作者：sipex公司 目前主要采用白光led作为手机屏的背光。由于不同供应商提供的屏尺寸和规格不哃所以背光驱动的方式和背光驱动芯片也不一样。但当前使用背光芯片主要有两种一种是驱动串联led或者oled的升压芯片，另一种是驱动并聯led的电荷泵芯片 对于串联led背光，需要根据串联led的个数把锂电池电压升压到不同的电压。对于oled背光一般要求把锂电池升压到12v。这两种應用都需要升压芯片进行背光驱动sipex公司的sp6690最多可以驱动8颗串联的led(图1a)。目前升压驱动芯片的效率在75%到85%之间并且可以保证发光亮度一致，泹要求使用一个储能电感因此会带来一定的电磁干扰问题。 对于并联led背光应用sipex公司的sp6683电荷泵最大可以输出300ma驱动电流，以驱动到10颗并联嘚led(图1b)sipex的电荷泵驱动芯片是恒流led驱动，可以工作在1倍模式和1.5倍模式在1倍模式下的最高效率可达92%，在1.5倍模式下的效率为60%~70%电荷泵的工作原悝是以很高的开关频率对电容充放电来实现电能转化，根据输入电压自动切换降压和升压模式因此它无需外加电感，而是通过电容来存儲能量 随着led技术不断进步，led导通压降在不断下降sipex公司低压差线性led驱动sp761x系列由于无需升压，所以外围电路非常简单不需要电感和电容，仅需一个电阻来设置led流过的电流如图2a和图2b所示的sp7611a和sp7612应用电路，可分别驱动4颗led和3颗ledsp7614a则可以驱动2颗led。 图1：(a) sp6690的背光应用电路图；(b) sp6683的背光应鼡电路图 下面以sp7611a为例，介绍低压差线性led驱动芯片sp761x系列的应用sipex的低压差线性led驱动芯片与传统led驱动芯片不同，它们不需要对手机的聚合物鋰电池电压进行升压来点亮led而是一种基于降压的恒流led驱动芯片。如图2a所示sp7611a是灌电流的led驱动芯片，流过led的电流和设置电阻rset上的电流成比唎同时流过led上的电流还和led正向导通压降vf以及led的阴极电压有关。因此sipex低压差线性led驱动器应用的一个重要条件就是led的导通压降不可以太高，一般推荐使用导通压降小于或者等于3.2v的led sp761x系列的最大优点在于应用简单，外围电路只需一个用来设置电流的电阻当led阴极到地的电压vled≤300mv時，流过led的电流为： iled＝200×(vcontrol－vctrl)／rset 图2：(a) sp7611a的背光应用电路图；(b) sp7612/12a的背光应用电路图；(c) 通过两个gpio端口和两个电阻调节背光亮度的示意图 当led阴极到地嘚电压vled≥500mv时，流过led的电流为： iled＝435×(vcontrol－vctrl)／rset 其中200、435是电流的放大倍数从此可看出，led电流等于流过rset的电流乘以一个放大倍数而这个放大倍数與led的导通压降有关(如图3所示)。 图3：led电流的放大倍数跟led的导通压降的关系曲线图 在手机背光应用中需要调节亮度，sp761x系列的led驱动器可以通过哆种方式来调节亮度： 1. 模拟调节如图2a所示，可以调节给定电压vcontrol或者电流设置电阻rset的大小来调节led电流达到控制亮度的目的。 2. 数字调节茬电压

线性功率放大器是CDMA直放站的核心模块。本文设计的带自适应控制的线性功放,其功率增益G为48±0.8dB,1db压缩点输出功率≥37dBm,带内波动≤0.8dB,互调失真IMD3≤－15dBm,IMD5≤－25dBm,输入输出端口驻波比VSWR≤1.3,增益步进衰减ATT范围为31dB,自动电平控制ALC范围为20dB,符合直放站的应用要求. 关键词: 功率放大器； 线性； CDMA直放站作为一種实现无线覆盖的辅助手段用来解决盲区或将基站信号进行延伸，调配小区业务平衡各小区的话务量，在“导频污染”地区强化主导頻等等以达到低成本扩大无线网络覆盖范围、优化网络的目的。功放是直放站的核心部件CDMA系统的调制方式以及频谱的利用率，对功放嘚线性度提出了很高的要求放大器的非线性将造成交调严重，CDMA导频信号混乱通信质量恶化等现象[1]。 本文研制一种功能完备的适用于苼产要求的870-880M5W带自适应控制的直放站线性功率放大器。其射频电路部分分为三级放大G1为增益级，G2为推动级,G3为输出级射频信号经过-3db的电阻衰减网络进入自动电平控制(ALC),再由G1放大至自动增益控制(AGC)及数控衰减部分(ATT)，又由G2,G3放大接环行器到输出数字控制部分主要由单片机ATMEGA8与数/模转换器TLC5620组成。 2电路设计与分析 2.1数字控制电路及数控衰减器 ATMEGA8是一款采用低功耗CMOS工艺生产的基于AVR RISC结构的单片机[2]在线可编程，具有强大的外部接口性能最多有23个可编程I/O口，可任意定义端口的输入/输出方向TLC5620是8位的数/模转换器，使用串口通信在本功放中的电路连接如图1所示。数控蔀分实现对功率、增益、电平、驻波、温度、栅极电压等的自动监控及调节为符合联通CDMA的通信标准，在功放电路中采用Hittite公司的HMC274QS16砷化镓IC数控衰减器HMC274QS16是由5位正电平控制的数控衰减器，能工作在0.7-2.7G带宽内典型的插入损耗仅2.3db，高输入IP3=54dBm5V的单电源供电,使增益达到31db的调节范围，1db的节步长由ATMEGA8的5个I/O口自动控制，以提供所需衰减量 2.2三级级联射频放大电路 增益级G1采用 Sirenza公司的SGA-6289单片微波集成芯片，可工作在0-4.5G带宽内单电源供電，已匹配至50欧姆功率增益G=13.9db，输出功率1db压缩点P1db=18.1dbm三阶截止点OIP3=34.4dbm。G2采用Motorola公司的MW4IC915,其内部采用两级级联结构具有较宽的带宽与线性度。G3采用Motorola公司的MRF9060作为功率输出级其电路结构如图2所示，含温度检测电路在该电路中，微带线Z2-Z6与两个高Q电容一起构成G2与G3之间匹配网络[3],在电源线与三個漏级之间分布铁氧体磁珠 F1、F2它比普通的电感有更好栅极与地之间应连接多个不同数量级的去耦电容，它有三个方面的作用：一是作为夲电路的蓄能电容；二是滤除器件产生的高频噪声切断其通过供电回路进行传播的通路；三是防止电源携带的噪声对电路构成干扰。此處采用低电压温度传感器TMP36对功放电路进行温度监控将其随温度线形上升的检测电压提供给数字控制芯片ATMEGA8，通过内部编程ATMEGA8将MW4IC915的两个栅极設置在该温度下达到最优线性度的电压Vgs1,Vgs2上。若温度上升到一定高度将给监控系统提供温度报警，以保护功放不被损坏 2.3 环行器应用及功率检测电路 环行器用在功率放大器之后,主要作用是防止输出失配，高功率信号反射回来损坏功放同时还能改善输出驻波。经过末级功放後的输出功率由用微带线设计的30dbm耦合器将部分的功率耦合到正向二极管检波电路得到直流电压如图3所示，再由运算放大器经过一定量的電压放大得到正向检波电压Vf送至单片机ATMEGA8以判断功放输出功率，作为自动电平控制的依据在环行器的端口3接50欧姆的吸收负载,在输出端失配时吸收发射回来的信号，避免负载反射回来的信号进入功放输出端,起到保护功放的作用同时，还把端口3的信号送入到反向检波电路进荇检波再由运算放大器放大得到反向检波电压Vr。其中正反向检波电路均采用二极管HMSM2800,运算放大器采用ST公司的LM2902正向电压Vf,反向电压Vr经ATMEGA8处理,可鉯得到电压驻波比,若失配严重,将向监控系统发出驻波告警, 作为D2 、D3 的偏压回路，为了减少插入损耗就必须使R1 、R2 的值足够大，但这样一来就偠求控制电压比较高因为频带要求不是特别宽，可在R1 、R2 和主传输线之间加一电感L1L2来减小插入损耗。R3R4，R5 作为二极管的匹配电阻,适当选擇其参数,可在大的动态衰减范围内为串联和旁路二极管提供正确的偏置与分流,使整个网络获得较好的阻抗匹配如图4所示。 ATMEGA8以输出功率的囸向检波电压Vf为判断依据,当输入功率小时ALC将不起控；当输出功率大于额定值时，ATMEGA8将使Valc随之增大从而增大衰减量，保证恒定的输出功率本电路测得，输入功率再增加20dB输出功率应保持在2dB变化范围之内。 2.5自动增益控制 为了保证一定的增益平坦度,以及在温度变化时增益不至於大幅波动,本设计采用了自动增益控制(AGC),补偿由温度等变化带来的增益波动ATMEGA8根据检测到的输入输出功率 自动调整其控制电平Vagc，Vagc是由数模转換器TLC5620输出再经运算放大器LM2902调整所得,电路原理图如图5所示[5]二极管D1采用Hsmp3814的单管来实现，C1、C2、L1、R1作为D1的匹配与偏置电路测得控制电压Vagc与衰减量（Loss）关系如表1所示。 3．电路制板与测试 本文PCB板采用FR4板材介电常数为4.2，板厚0.8mm,双层布线在高频板布线时，为了保证信号的完整性应尽量注意避免阻抗不连续的发生，对特别重要的信号线或局部单元实施地线包围的措施各类信号走线不能形成环路，地线也不能形成电流環路每个环路都相当于一个天线,因此需要尽量减小环路的数量,环路的面积以及环的天线效应。在电源线和信号线上采用滤波来减小电磁幹扰每个集成电路块的附近设置一个高频退耦电容。为了避免电磁辐射的干扰和做到良好的传热,整个系统用金属腔体屏蔽起来使用HP8752C网絡分析仪测试带内波动与驻波比，信号发生器E4433与频谱仪HP8594测试功率与互调失真等参数测得主要参数如表2所示。据前文所叙功率增益如表3所示为49db，由于存在传输线损耗,测得的增益为48±0.8dB三阶互调失真IMD3在满功率时为-15dbm，五阶互调失真IMD5≤－25dBm完全满足CDMA的应用要求。4 结束语 此功率放夶器功能完备控制灵活，带自适应控制系统有较好的线性度，实现了自动增益控制及自动电平可控驻波系数小，各项指标均符合直放站系统的使用要求已应用于直放站通信，性能可靠以直放站的市场容量及销售情况评估，该功放能实现80万左右的经济价值 参考文獻 [1]苏华鸿等.蜂窝移动通信-射频工程[M].北京:人民邮电出版社,2005 [2]马潮等.ATMEGA8原理及应用手册[M].北京:清华大学出版社,2002 [3]刘长军等.射频通信电路设计[M].北京:科学出蝂社,2005 [4]张肃文等.高频电子线路[M].北京:高等教育出版社,1992 [5]张静等.自适应跟踪输出控制器的设计和仿真[J].微计算机信息,:61-63. 本文作者创新点：用单片机的自適应控制达到较好的线性度，同时实现自动增益控制自动电平控制等指标，本设计功能完备具有很高的使用价值，已用于CDMA通信 指导咾师陈迪平教授的审阅意见： 作者阅读了大量文献资料，选题具有现实意义产品已生产，满足通信行业的应用要求设计功能完备，性能良好文章层次清晰，文笔通顺本文不失为一篇优秀的研究生论文。 作者简介：廖成芳（1983.10－）女，汉族湖南大学物理与微电子科學学院硕士研究生，主要研究方向为射频集成电路 陈迪平（1962－），男汉族，湖南大学物理与微电子科学学院副院长微电子学与固体電子学专业副教授，主要研究方向为电子系统及专用集成电路 联系方式：湖南大学物理与微电子科学学院微电子实验室205室 廖成芳（收） 郵编410082

早先的手机用廉价的彩色发光二极管(LED)作为键盘照明和单色液晶显示器(LCD)背光源。随着LED技术的不断发展手机键盘照明采用蓝色和白色发咣二极管。白光LED(WLED)是蓝光LED加特殊荧光粉来达到产生白光的效果由于WLED可以使LCD显示器显示全彩色光谱，因此WLED是目前手机中占主导地位的背光源。除了全彩LCD背光源WLED还可用于键盘、轨迹球和控制按钮照明、照相机闪光灯和手电筒。 mA)以实现手机应用必需的光度或亮度。这些电压通常高于电池电压并需要驱动IC来提升LED电源电压。由于WLED需要大电流因此往往是手机主要的耗电项。出于降低功耗并提高电池寿命的目的采用更先进的WLED工艺技术，降低了生产成本生产更廉价的WLED，只需较小电流即可实现理想的亮度由于这类WLED的正向电流已经很小(<10 mA)，因此工莋时所需的正向电压也低 2 TPS7510x线性匹配独立电流源 TPS7510x本身固有的LDO线性稳压器拓扑(图1)优于传统的同定模式、混合模式电荷泵以及电感升压型转换器拓扑。在许多应用中TPS7510x可以替代上述设计方案。在所有可供选择的设计方案中TPS7510x能减少或省去许多外部元件，成本明显降低这样不仅限制了物料成本，而且降低了额外元件造成的其他制造成本 减少元件数量的另一个优点是可减小解决方案的尺寸。由于TPS7510x无需外部元件洇此解决方案的整体尺寸减小到与IC大小差不多的尺寸，即1.44 mm2(WCSP封装)TPS7510x的第3个优点是，几乎所有的输入电流(99％)都能驱动LED；电荷泵电容或升压电感鈈消耗电流这种省电架构可将电池放电周期内的平均效率提高至87％。电池额定电压3.6 V时该解决方案的效率通常大于99％。 而LDO拓扑最大的劣勢在于LED的正向电压被限制在输入电压减去压降(典型值30 mV最大值100 mV)。由于如今可采用多个白光LED其正向电压通常等于或小于3 V，正向电流等于或尛于移动解决方案中的LED电流(3 mA～10 mA)因此这种限制已不再是主要弊端。线性解决方案第二个已被证实的局限是只能用于并联LED配置。采用串联配置时标准单节锂离子电池应用则需大的正向电压TPS7510x解决方案仅限于并联LED配置。 3 固定升压型电荷泵 在需要固定升压型电荷泵的应用中(图2)輸出电压提高到一个固定值且LED电流通过个别电阻调节。这种方案由于采用低成本电荷泵因而价格相对低廉但LED电流匹配性和效率较差(在电池放电周期内平均效率为43％)。电荷泵的一个关键优势是减小LED正向电压对电源电压(通常正向电压比电源电压要稍小)的依赖程度但是，由于電荷泵产生的电压大到足以驱动多个串联LED效率低且成本高，因此这种解决方案仅限于并联配置 TPS7510x针对上述应用提供了一个高效升压解决方案，减少了元件数量降低了成本，但这仅限于正向电压低于电源电压的情况 4 固定模式电荷泵 在混合模式电荷泵应用中(图3)，通过调节輸出电压使流经每个LED的电流保持恒定这些IC的LED电流源匹配良好，这是由该解决方案的拓扑决定的但是，由于正向电压不匹配因此实际匹配情况并非理想。这些电路的效率为中等水平(电池放电周期内的平均效率为70％)允许正向电压大于电源电压。 在这些应用中TPS7510x可明显降低荿本提高效率。充电泵电路通常需连接一只或两只开关电容以及输入和输出电容才能稳定工作如上所述，采用TPS7510x可减少元件数减小解決方案尺寸并降低成本。相对于混合模式电荷泵解决方案而言线性解决方案的缺点是LED正向电压(净空电压)受限。然而在LED电压相同的情况丅，混合模式电荷泵解决方案却能很好的协同工作；不论LED正向电压如何变化TPS7510x均能匹配良好。 5 电感型升压转换器 在电感型升压转换器应用(朂常见的是用于驱动串联LED)中如图4所示，流过每一串联LED的电流相等(理想的电流匹配)对于电荷泵解决方案，允许使用正向电压大于电源电壓的LED在某些应用如翻盖式手机的背光LCD模组中，只有一个LCD驱动线电感型升压转换器则是最佳(有时甚至是唯一可行)的解决方案。 在某些应鼡中感应式交换机可产生电磁干扰(EMI)，引发新问题此时可选用用高效、超低噪声的线性TPS7510x。还可省去电感、输出电容或反馈电阻降低成夲，性价比高 6 结束语 随着白光LED在手机中广泛应用，驱动这些LED不再局限于单一的高电压、大电流的解决方案器件的广泛应用也推动了解決方案的多样化。而最近问世的亮度更高、效率更高的白光LED只需较小电流就能驱动从而研发出一个采用线性电流源的新解决方案。该方案成本最低、元件数最少、尺寸最小非常适合手机应用。

近年来随着现场可编程门阵列(FPGA)在雷达信号处理中的广泛应用以及FPGA芯片技术的發展，为大家提供了一种较好解决数字脉压的途径其中，利用IP核设计FPGA数字系统成为一种趋势这些知识产权核可以大大简化FPGA的设计，加赽设计速度缩短研发周期，而且经过不断的优化IP核具有了更好的精度和更快的运算速度，实际的工程应用效果很好　　本文以此为絀发点，对线性调频信号的脉冲压缩的指标压缩进行了研究仿真，并提出了一种采用IP核设计脉冲压缩的指标压缩的方法　　1 线性调频信号的脉冲压缩的指标压缩　　1.1 脉冲压缩的指标压缩的实现原理　　脉冲压缩的指标压缩可以采用“共轭滤波器对”的匹配滤波法和相关處理法。匹配滤波法对应于频域相乘相关处理法对应于时域卷积。依据傅里叶变换理论：时域卷积等效于频域乘积因此这两种方法是等效的，只是一种方法在频域实现而另一种方法在时域实现。考虑到运算量工程上一般采用频域法，可以利用快速FFT算法提高计算速度然后将雷达回波与匹配滤波系数的频域响应相乘，再经过IFFT处理得到脉冲压缩的指标压缩结果匹配滤波系数只与发射信号有关，预先可知一般预先算好。　　1.2 线性调频信号的脉冲压缩的指标压缩　　一般在时宽带宽积BT>30时可以近似认为线性调频信号具有矩形振幅频谱，洇此其匹配滤波器也应该具有矩形带通振幅特性线性调频信号的匹配滤波器的近似频率特性可描述为：　　　　可以看出，线性调频的脈冲压缩的指标压缩结果具有sine函数形状主瓣宽度为1/B，第一旁瓣电平约为-13.2 dB如果是多目标环境，较大的旁瓣会埋没附近的小目标信号为叻抑制旁瓣，可以采用加权技术其实质就是对信号进行失配处理以抑制旁瓣，其副作用是使输出信号的主瓣降低并展宽　　1.3 理论仿真　　　　设匹配滤波器的输入信号是线性调频I/Q基带信号，带宽为40 MHz采样频率为100 MHz，脉冲压缩的指标宽度为6μs信号幅度为1，通过Matlab对其进行脉沖压缩的指标压缩仿真图1中是输入的I/Q基带信号波形以及脉压后的结果。从图中可以看到脉压后产生的窄脉冲压缩的指标波形具有sine函数性质，除主瓣外时间轴上还有延伸的一串副瓣;还可看出，经过海明加权后第一副瓣比主瓣下降约40 dB，但主瓣宽度也有相应的展宽如图2所示。　　2 脉冲压缩的指标压缩系统设计　　该系统的主要功能是对线性调频I/Q基带信号进行高速采集然后在FPGA中实现线性调频信号的脉冲壓缩的指标压缩，之后通过D/A变换器输出脉压结果监测脉压后的波形。 关键字：调频信号 IP核 脉冲压缩的指标压缩 2.1 系统硬件平台　　该系统硬件平台主要包括：差分驱动电路A/D采集电路、FPGA电路、晶振等电路、电路结构框图如图3所示。　　　　FPGA采用的是Xilinx公司的芯片XQ2V1000其配置芯片為Xilinx公司的PROM芯片XQ18V04，以主动串行方式对FPGA进行上电配置差分驱动电路选用ADI公司的AD8138，A/D、D/A电路分别为ADI公司的14位高速模/数转换芯片ADS5500和14位高速数/模转换芯片DAC5675A硬件电路的设计注重细节：I/Q两通道传输线设计时保证线长相等，使得I/Q时延带来的相位误差一致;采用DCI(DigitaUy Controlled Impe-dance)端接技术在FPGA的每个bank上外接两个參考电阻来对该bank的每个I/O管脚实现端接，减少外接电阻的数量实现阻抗匹配，提高系统的稳定性;做好电源滤波对元器件进行合理布局，咘线对模拟信号和数字信号进行有效隔离，减小信号间串扰　　2.2 软件设计流程　　　　整个脉冲压缩的指标压缩处理在时间上是顺序嘚，是典型的数据流驱动的系统即先进行FFT，复乘然后是IFFT及FIFO输出脉冲压缩的指标压缩的总时序关系见图4。该系统实现1 024点的脉冲压缩的指標压缩算法上采用基于IP核的设计方法。主要用到了FFT核乘法器核以及单口Block Memory核，这些IP核的应用及脉冲压缩的指标压缩的具体实现如下所述　　2.2.1 FFT运算　　对于长度为N的时域序列X(n)的离散傅里叶变换为X(k)：　　　　FFT算法主要是利用旋转因子exp(-j2πnk/N)的周期性和对称性的特点进行改进的算法，可以有效地减小运算量Xilinx公司的FFT核利用Cooley-Tukey算法实现FFT/IFFT运算，最高支持216点长度的运算可以实现流水线型、基4、基2三种结构，蝶形运算后可選择对数据顺序输出还是倒序输出对IP核进行不同的配置，可以实现资源和运算速度的最优化在此选用基4蝶形运算，对于1 024点数据需要5級蝶形运算。　　　　Xilinx公司的FFT核的参数通过GUI界面(见图5)进行设置可设置的参数包括FFT点数，运算实施方法输入数据位数等，设置完毕后点擊Generate可即时生成代码　　硬件描述语言采用VHDL，使用时程序中要对器件初始化并进行定义FFT核的器件定义语句见图6。　　　　2.2.2 匹配滤波系数產生　　根据匹配滤波理论对于一个确定的输入信号，匹配滤波系数就是这个输入信号的频谱的复共轭系数可以通过Matlab预先计算出来并鉯二进制的文件格式进行存储。此处计算时可以进行加权处理在系数中乘以窗函数即可。　　通过Xilinx公司的单口Block Memory核可以把Matlab产生的存储文件加载进去。当程序运行时根据使能控制信号，把匹配滤波系数数据(1 024点)依次读取出来送入乘法器进行后续运算。BlockMemory核的参数设置通过GUI界媔进行可即使生成代码。　　2.2.3 乘法运算　　乘法运算部分完成FFT后数据与匹配滤波系数数据的复数乘法运算根据复数的乘法规则。　　(A+aj)(B+bj)=(AB-ab)+(Ab+aB)j　　两个复数的乘法运算实际上包括了4个实数的乘法运算因此，此部分的设计用到了4个乘法器核Xilinx公司的乘法器核支持补码运算，可输叺AB两路数据，每路的输入数据长度可达64 b乘法器核的参数设置也是通过GUI界面进行，可即使生成代码　　2.2.4 IFFT运算　　IFFT运算的处理单元和FFT的處理单元采用相同的结构来实现。具体的实现方法是在做IFFT运算前，先交换输入数据的实部和虚部然后送入FFT处理单元按照FFT结构进行运算，得到运算结果后再对其实部和虚部进行交换，然后除以运算点数1 024就可以得到IFFT后脉冲压缩的指标压缩的运算结果。　　关键字：调频信号 IP核 脉冲压缩的指标压缩 2.3 工程软件仿真　　　　利用ModelSim仿真软件首先对程序代码进行时序功能仿真完成逻辑的综合与实现之后再进行布局布线后仿真，此时的仿真已基本接近真实情况综合后的仿真情况如图7所示，仿真结果表明软件运行正常可实现线性调频信号的脉冲壓缩的指标压缩。　　2.4 测试数据分析　　完成程序编制及仿真之后把软件加载至FPGA中进行全面测试。通过Chipscope软件可以采集到A/D之后的I/Q线性调频基带信号数据以及经过FPGA处理后的脉压数据把A/D后采集到的数据放在Matlab中进行理想的脉冲压缩的指标压缩，与实际FPGA的脉压结果进行对比从图8Φ可以看出，两种处理的结果是一致的主副瓣比大约都在35 dB左右，主瓣宽度也基本相同如图8所示。　　　　脉冲压缩的指标压缩系统软、硬件调试完毕之后通过板上的D/A输出可以直接监测脉冲压缩的指标压缩后的I/Q信号波形，如图9所示　　　　3 结语　　本文主要介绍了一種利用FPGA IP核设计线性调频信号脉冲压缩的指标压缩的方法，通过各种仿真与实际测试表明脉冲压缩的指标压缩结果正确这种基于IP核的模块囮设计方法非常灵活，参数的设置和修改方便大大缩减了设计的开发周期。需要注意的是虽然IP核的内部结构和实现功能已经固定，但設计时也要结合算法原理和IP核的自身特点综合考虑对参数进行合理设置，以便获得硬件资源和运算速度的最优化

　　P89C669是PHILIPS半导体一款51MX(存儲器扩展)内核的微处理器，其指令执行速度2倍于标准的80C51器件线性地址经扩展后可支持高达8 MB的程序存储器和8 MB的数据存储器，这是他相对于標准51内核的最大优点目前的单片系统越来越复杂，扩展的外部设备也更多如果能充分利用P89C669的丰富的线性地址资源，将能大大增强系统能力在一个嵌入式系统开发中，笔者采用ALTERA公司的CPLD芯片EPM7032利用这款单片机的线性地址扩展了丰富的外部设备资源　　1 P89C669的存储器结构　　1.1 存儲结构　　P89C669的存储器结构为哈佛结构，地址分配如表1所示　　从表1可见，P89C669对传统的51内核的3部分存储结构进行了相应的扩展各个部分的爿内存储空间也增加了，如内部数据空间有1 280 B在片内外部数据空间有768 B在片内，有96 kB的片内程序存储空间等　　寻址指令除了传统的MOV，MOVXMOVC外，EMOV指令与24位的通用指针寄存器EPTR可寻址16MB的全部空间但是所占用的指令周期也较长。　　扩展外部数据存储空问HDATA除了768 B在片内外其余地址空間可以用来扩展外部设备(其实只要把片内的768 B通过指令将其屏蔽，也可以用来扩展外部设备)　　1.2 P2口的读写时序分析　　寻址8 MB的数据存储空間，需要有23 b的地址寻址能力P89C669将传统51内核的P2高位地址时分复用，从而得到23 b地址寻址能力时序图如图1所示，即当使用23 b地址时ALE为高时，地址位A16～A22输出到P2.0～P2.6；ALE为低时地址位A8～A14输出到P2.0～P2.6。无论ALE为何值位地址A15都从P2.7输出。　　2 系统外部设备扩展需求　　在某产品的控制系统中擴展的外部设备比较丰富，利用P89c669的23 b地址寻址能力进行设备地址编码所以需要对23 b地址的时序逻辑进行处理，处理单元交给一块ALTERA公司的CPLD(EPM7032)　　EPM7032具有32个逻辑单元，约600个门级单元可用IO口36个，内置IEEE std.1149.1 JTAG方便可编程下载。　　在满足系统资源的前提下选用EPM7032，将P89C669的P2口作为处理单元输入信号经过CPLD的内部逻辑进行译码或数据锁存，以获得各个外部设备资源的选择信号及少量的控制信号如图2所示。　　在本设计中共需偠得到设备选择信号如SRAM芯片M68AF127B的片选CS_RAM，2个FLASH b地址线而言用来地址译码和少量的控制信号等主要是利用最高的几位，在本设计中由于SST29SF040用到地址线A0～A18，所以CPLD的地址译码处理只能是利用剩下的A19～A22这将在下文的CPLD的译码单元可以看到。　　A0～A7低地址采用74HC573进行锁存A16～A18地址内容采用74HC574进荇锁存，如图3所示　　M68AF127B，SST29SF04074HCA052的功能连接图如图4所示，74HC4052用于UART口的扩展如图5所示。　　3 EPM7032S的逻辑设计　　CPLD的设计采用原理图的方法进行设计简便快捷，如图6所示采用74374模块锁存P2口的输入信号，ALE反向后得到_ALE作为74374的锁存时钟线输入　　对高位的地址线A19～A22进行地址译码，获得各芯片的片选线如图7所示。　　如果不是对SST29SF040进行读写则高位地址线A16～A18仍然可以利用，这里将其作为74HC4052的3个输入控制线AB，INH即图8中的A_4052，B_4052CS_4052。　　4 KeilC51平台的外部设备测试　　编写设备驱动程序是在KeilC51的平台上由于利用了P89C669的23 b地址线，在C51的平台上采用指针读写设备很方便这里给出讀写SRAM芯片M68AF127B的C源代码例子，以供参考　　以上3句为测试SRAM的测试代码，START_EX-TRAM为SRAM芯片的起始地址(可根据CPLD的内部设计进行相应的修改)第2，3句分别是寫、读数据的宏　　5 结 语　　利用P89C669的23 b的线性地址并采用CPLD扩展外部设备资源可以说是不错的一个方法，对外部设备的访问将显得更加简便当然，在成本方面系统设计工程师也要加以考虑并最终寻找一个性价比最高的方案。

　1 引言 无线电高度表不仅可以精确测量飞行器与哋面或海面的相对高度而且还可以测量地表 粗糙度、海洋波浪高度等多种参数，在飞机的自动着陆、自动导航、地形匹配等领域得到了 廣泛的应用无线电高度表主要分为调频连续波体制和脉冲压缩的指标体制两种，调频连续波体制适合 1500m 以内的低高度应用脉冲压缩的指標体制适合1500m 以上的中高高度应用。本文介绍了一种基于 FPGA/MCU 结构的线性调频（LFMCW）连续波高度表具有精度高，结构简单可靠性高，成 本低等特点　　2 工作原理　　线性调频连续波高度表的基本原理为[2]：采用三角波线性调频微波振荡源，经发射天线 辐射等幅调频波经过与飞荇器飞行高度成正比例的时间延迟τ，由地面发射并被接收天线接 收，经混频后输出差拍信号fb该信号经窄带滤波器选频后，被一个增益隨高度变化的放大 器放大、滤波送到跟踪鉴频器。跟踪鉴频器输出高、低电平表示差拍信号是否进入跟踪带 内控制单元根据保持或调整三角波的斜率，使差拍信号始终落入跟踪带内保持恒定值。 整个系统通过地面构成闭环飞行器的高度由三角波的斜率和最大频偏Δf 來决定。　　其主要性能指标为：　　工作频率：C 波段　　体制：LFMCW（线性调频连续波）　　测高范围：0?1500m　　距离分辨率：1m　　高度数据接ロ：RS4229600 波特率　　该高度表属于收发天线分开、三角波调频、频谱前沿跟踪、恒定差拍式无线电高度表，其工作原理如图1 所示　　图1 线性调频高度表工作原理图 上图中，三角波发生器输出信号的幅度是一个常数而其斜率是控制电压的函数。在测 高过程中通过测高回路洎动校正，使调制信号的斜率随高度而变化以保持差拍恒定。变 化规律是高度升高斜率增大；高度降低，斜率减小跟踪鉴频器判别差拍信号fb 是否进入 跟踪带内，如是则输出锁定信号跟踪鉴频器的中心频率为225kHz，带宽仅为30kHz 左右 使高度表有较高的抗噪声和抗干扰的能力。在没有跟踪锁定信号时高度表进入搜索状态， 变化三角波的斜率从最低高度到限制的最高高度周期地扫描，并根据跟踪鉴频器是否輸出 锁定信号进行调整当调制斜率对应飞行高度时跟踪鉴频器输出高电平，高度表环路锁定并 保持跟踪地面发射的信号　　接收、发射天线选用微带集成平板天线，天线间距不小于1m使收发隔离度大于70dB。 天线的3dB 带宽为300MHz旁瓣电平不大于-12dB，驻波比S=2效率η≈80，总尺寸不大於 15cm×15cm　　收发组件采用自差结构，输出为零中频的差拍信号其频率跟地面高度成正比。VCO 的 调制带宽最高可达200MHz调制线性度优于1.2。组件嘚接收增益30dB噪声系数3.5dB。 视放组件对差拍信号进行选频放大总增益不低于80dB，增益控制范围不低于90dB　　选频滤波器为定制的机械滤波器，中心频率225kHz带宽30kHz。主放大器选用AD 公司的视 频放大器AD*它内部集成了两个放大器模块，可以单独使用其中的任何一个或将两个级 联使用以提高增益和扩大动态范围每个放大器模块的增益最大可达54.4dB，增益控制范围 48.4dB　　3 信号处理组件　　3.1 硬件设计　　信号处理组件完成地面高度的搜索/跟踪、AGC、STC 等功能，其电路框图如图2 所示 核心是1 片FPGA 和1 片MCU，通过软件算法实现大部分信号处理功能　　图 2 信号处理组件电路框圖　　地面高度的搜索/跟踪是FPGA 和MCU 根据锁定门限判决电路的输出状态，按一定算法改 变VCO 调制信号的频率使差拍信号落入225kHz 的跟踪带内。在地媔高度的搜索过程中VGC 电压与高度的对数呈线性关系，从而实现STC（时间-灵敏度控制）功能在地面高度的跟踪 过程中，VGC 电压受控于饱和门限判决电路的输出状态饱和时减小VGC 电压，直到差拍信 号的强度低于饱和门限降低地面回波强度对测高精度的影响，从而实现AGC（自动增益控 制）功能　　FPGA 选用Xilinx 公司的XC2V500[4]，完成高速信号处理算法的运行如VCO 调制信号 的产生、VGC 控制电压的生成、搜索/跟踪的控制等。外围的高速D/A 采用AD 公司的AD9754AR 40MSPS 采样率，14 位分辨率能满足VCO 调制信号对其线性度的要求。AD9754AR 采用差分 电流输出接口以抑制共模干扰，通过运放将电流转换成電压输出　　VGC 接口采用D/A 转换器和运放，来产生精密的VGC 电压VGC 电压的输出范围为0?9V。 D/A 转换器选用并行12 位D/A 转换器AD7392AR速度比较快。　　MCU 选用SST 公司嘚8 位单片机SST89V564RD[5]64K Flash 编程空间，完成高度表状态 的控制、高度数据的校正/补偿等工作RS422 接口采用MAXIM 公司的AD844E，全双工工作 既可输出地面高度数据，吔可通过该接口实现SST89V564RD 的在线编程和在线仿真　　MCU 与FPGA 之间采用8 位的数据/地址复用总线接口，速度快通过访问特定地址的寄 存器来实现逻輯控制和数据的读取。SST89V564RD 的工作电压为3.3V可直接与FPGA 进行通 讯，不需进行电压转换　　3.2 软件设计　　该高度表的软件设计包括两部分：一部汾是FPGA 的编程，采用VHDL 语言编写；另一部 分是MCU 的编程采用汇编语言编写。两部分软件共同实现高度表的搜索、跟踪等功能　　a. 搜索算法　　当高度表的差拍信号未落入225kHz 的跟踪带内时，高度表进入搜索状态：通过改变调 制频率fm从低高度到高高度进行搜索fm的值是离散的，满足fm=112.5kHz/nn 为分频系数， n=1?1500（正整数）　　采用了线性搜索算法，分频系数n 从小到大连续变化使高度表从低到高，以距离分辨 率Δh=1.0m 为步长连续搜索即fm=112.5kHz/n，n=1→1500当差拍信号fb0=225kHz±15kHz 时，锁定门限输出高电平高度表进入跟踪状态，由跟踪鉴频回路与地面组成闭环系统伺服于高度的变化。　　b. 跟踪算法　　当高度表进入锁定状态时由跟踪鉴频回路与地面组成闭环系统。由于线性调频信号的 特殊性其谱线是离散的，当高喥变化时各个频率成分的信号都有，只是各个谱线的幅度 不同在低高度上，由于跟踪带宽很窄（30kHz）调制频率变化量Δfm大于30kHz 时，造成 高度表失锁另外，由于面目标的回波差拍信号的能量并不是集中在一根谱线上而是多根 谱线或谱线带具有相同量级的回波能量，要使高度表能跟踪到最低谱线即最低高度，要采 用具有频谱前沿跟踪能力的算法　　我们设计了误差抖动跟踪算法，具有频谱前沿跟踪能仂其基本思路为：在当前跟踪高 度上产生一个误差搜索区域，在此区域内从低到高进行线性搜索使高度表出现失锁→锁定 的状态变化，从而跟踪到最低高度　　n 为当前高度所对应的分频系数，误差量Δn 取为5（对应的高度误差量为±5m）在（n- Δn）→（n+Δn）范围内从低到高进行搜索。如n 小于6则从1→（n+Δn）进行搜索。如 该误差搜索区域内的最小n 值都能满足锁定条件则以该最小n 值为当前n 值，再产生误差 搜索区域进行跟踪如在整个误差搜索区域内都未出现锁定信号，高度表从跟踪状态转为搜 索状态 误差抖动跟踪算法的流程图如图3 所示。　　图 3 误差抖动跟踪算法的流程图　　4 飞行试验　　该高度表采用动力滑翔机进行了多个架次的飞行试验，飞行地貌有城市、田地、树林、 水面等最高飞行高度超过1500m。试验过程中高度表性能稳定数据完整，50m 以下高度的 测高精度可达1m　　5 结束语　　本文介绍了一种新型调频连续波高度表，主要创新点在于：采用了FPGA/单片机的硬件 平台通用性强，并具备现场软件升级能力；通过软件算法实现了高度搜索、高度跟踪、STC、 AGC 等功能改变信号处理算法和控制软件能实现多种功能，满足更多应用场合的需要；采 用恒定差拍结构抗干扰能力强,并具有频谱前沿跟踪能力；具有0?1500m 的大范围测高能 力，在低高度上具有1m 的测高精度　　该高度表已用于某型无人机，创造经济效益50 万元