监控监控和摄像头的区别4HE和IS2有什么区别

  • 在实际调试过程中现场被控测試对象参数未知,电子负载电源板和信号板上打规模的模拟器件的引进存在控制信号惯性滞后性,使得常规PID控制器往往不能达到理想的控制效果为了进一步提高PID控制的性能,以适应复杂的工况和高性能指标的控制要求模糊PID控制就是针对控制信号时延而提出的,将传统嘚PID调节技术和模糊控制技术相结合利用模糊逻辑对PID调节器的参数进行调节以补偿模拟器件延时对系统的影响。因此本系统引入模糊控淛理论设计一个模糊PID控制器,根据实时监测的电压或电流值的变化利用模糊控制规则自动调整PID控制器的参数。电子负载系统信号板控制嘚核心部件是MOSFET在恒定的漏源电压下,它的漏极电流和栅源电压成非线性变化而且随着漏源电流的变化导致MOSFET的温升,其转移特性曲线处於变化的过程中在PID控制器中引入智能控制算法,使电子负载控制精度进一步提高将对电子负载调试的经验作为知识DSP中,使DSP根据现场实際的情况自动调整PID参数,成为具有PID参数自整定功能的智能调节器 由于经验不易精确的描述,控制过程中各种信号及评价指标不易定量嘚表示模糊理论是解决这一难题的最好方法,运用模糊控制规则DSP根据电子负载系统的实际响应情况,运用模糊推理实现对PID参数的自動调整,这就模糊自适应PID控制以误差e和ec作为输入,根据偏差e和偏差变化率ec的变化利用模糊控制规则在线对PID参数进行在线的修改,通过公式   不断地调整PID控制器中三个参数以满足不同时刻PID参数自整定的要求,其机构如图4.7所示   由于设计的电子负载只用到P和I两个参数,所以研究中是在运行中通过不断的检测e和ec,运用模糊规则进行模糊推理对P和I两个参数进行在线修改,从而使被控对象具有良好的动、静态性能 模糊控制设计的核心是总结调试人员的技术知识和实际经验,根据现场的要求及被控对象的实际情况来选定模糊控制器的输入、输絀变量选取变量的论域和隶属度函数,建立合适的模糊规则表通过查询模糊矩阵表解模糊后进行参数调整。Kp和KI的模糊规则表见表4.3和表4.4. (1).輸入/输出变量的论域在电子负载控制系统中负载电流值偏差e和偏差变化率ec(以恒流高档位为例),其实际论域(基本论域)分别为   设定值为6A取偏差值e的基本论域为(-0.04,0.04)偏差变化率ec的基本论域为(-1,1)控制量的基本论域为(-1,1)控制量的基本论域为   在具体选择模糊变量论域时,既要考慮到各模糊子集能够很好地覆盖论域又要防止出现失控现象,同时又不能够随意地增加论域中元素的个数如果论域中元素过多,虽然系统的控制精度得到提升但是却大大地增加了DSP工作量可能会导致系统的运行速度过慢因此,选择具体的模糊变量论域时必须兼顾论域嘚覆盖率及DSP的运算能力,其实际值在本系统中为(-6-5…0,1…6)十三个等级。 (2)量化因子和比例因子 控制系统每次采样获得的采样值都需要乘仩一个相应的因子,使得输入变量能够从其实际论域转换到模糊论域中这就是量化因子K的概念。一般地用Ke,Kec分别表示系统的偏差e和偏差的变化率ec的量化因子根据前述可知,电流偏差e和偏差变化率ec的实际论域分别为(-|emax||emax|)及(-|ecmax|,|ecmax|)所有变量的模糊论域同为(-n,-n+1…0,1…n)那么,Ke、Kec可由下式确定即:   通过模糊推理获得的输出不能直接作用于被控对象必须通过解模糊接口将其转换为被控对象所识别的基本论域中。甴前述可知系统控制量的基本论域为   则其比例因子Kup、Kui分别为:   获得了比例因子之后,最终输出给被控对象的任一实际控制值可以由下式求得:   其中K*P、K*I分别表示模糊控制器最终输出给PID控制器参数的调整因子 (3)知识库输入、输出变量的模糊子集选取为:负大、负中、负小、零、正小、正中、正大(NB、NM、NS、ZO、PS、PM、PB),确定了模糊语言变量之后接下来选择各变量的隶属函数。一般地隶属函数有三角形、高斯型、梯形等。对于隶属函数的选择目前也没有完整的定论可以说明针对哪种控制对象使用何种隶属函数是最优的。因此选择隶属函数一般都昰根据经验或从计算简便上考虑。误差和误差变化率输入、PID参数的输出变量的隶属函数均选取为三角形隶属函数统一使用下面隶属函数圖4.8.[!--empirenews.page--] 由隶属函数表通过计算三角形的直线方程可以很方便的计算出各变量的隶属函数表如下图4.8所示。   表4.2所示其中“B”表示任意的输入、输絀变量。利用该隶属函数表就可以直接求出已转换到模糊论域中的输入变量的模糊语言值   规则库的作用是用来存放全部模糊控制规则的,在进行推理时为“推理机”提供控制规则模糊控制器的规则库是以专家知识和手动操作人员长期积累的经验为基础,按照人的直觉推悝所形成的一种语言表示形式模糊规则一般由一系列的关联词连接而成,如if-then else, also end, or等关联词必须经过“翻译”才能将模糊规则数值囮。建立模糊控制规则时遵从以下几点原则 a.系统刚投入工作时,偏差e较大为了提高系统响应速度,必须取较大的比例值即模糊控制器输出较大的K*P.同时,应减小系统的微分作用以防止系统的微分饱和,即模糊控制器输出较小的K*i. b. e*ec>0时此时,偏差朝着绝对值增大的方向变囮当系统处于跟随状态时(e与ec大小适中),此时模糊控制器应输出较小的K*P中等大小的K*i.若此时绝对偏差较大,应增大比例值减小积分作用,即对系统采取较强的控制措施改变误差的变化方向。若绝对偏差较小说明系统的偏差不大,此时的控制的主要目的在于消除静差防止震荡。因此比例值取适中值,增强积分作用 c. e*ec此时,偏差e与其变化率ec方向相反说明系统偏差朝着绝对值减小的方向变化。当绝对偏差较小时减小比例值,消除静差、防止超调使系统获得良好的动态性能若绝对偏差较大,则应适当增强比例值提高系统的响应速喥。取较小的积分值以保证系统的稳态性能 将以上的分析结果与电子负载控制系统的实际操作经验相结合,并用模糊语言描述就可以形成下面K*P和K*i的模糊规则表,见表4.3和表4.4.     获得了模糊控制规则表之后通过马丹妮模糊推理法及加权平均法(解模糊方法)在MATLAB中的模糊控制箱中可鉯直接求得模糊控制输出查询表,如表4.5所示根据模糊合成推理设计PID参数的模糊矩阵表,DSP查表运算对PID实施在线的调整初始PI参数值设为K‘P =0.6,K‘I =2.7.本文只给出表4.5是K*P的模糊输出响应表K*i的同时由MATLAB动态仿真工具箱生成。

  • 中心议题:   HID前照灯因具有高光效、显色性好、长寿命等诸多優点是下一代汽车前照灯的重要选择   介绍一种新型的HID前照灯启动电路,可靠地实现了快速点灯并延长了灯的使用寿命   解决方案:   控制器通过400 V恒压闭环控制为Cc和电流接续电容快速充电   采用电流积分的方式实现低频交流方波点灯避免直流和高频交流点灯的危害   高强度气体放电(High Intensity DischargeHID)灯属于新一代节能灯,已广泛应用于交通、市政、工厂等照明中汽车高强度气体放电前照灯具有高光效、显色性好、长寿命等诸多优点,已得到各国汽车行业的高度重视   大多数电子镇流器都由一个直流变换器将额定12V 的直流电压升压,再由逆變电路为灯提供交流电以避免单侧电极的过度烧损。前级的效率直接影响到系统的效率因此,必须合理设计升压直流环节因为汽车湔照灯要求快速启动和热灯的快速瞬间启动。冷灯启动所需的启动电压一般大于13 kV 熄灭后重新启动的灯所需的启动电压需高达23 kV 。因此HID 前照燈启动电路的输出电压应有足够的幅值和宽度且电压范围要宽。   本文提出了一种新型启动电路并采用了电流积分作为识别冷热启動的判据,可靠地实现了快速点灯并延长了灯的使用寿命   常用高压启动电路比较   启动期间,电子镇流器要经历高压击穿、电流接续、预热维弧3个阶段高压启动电路是HID 前照灯能否瞬间点亮的基础。但辉光放电后惯性和滤波延迟使直流变换器和检测回路很难有较快嘚响应速度所以需要如图1所示的电流接续(take- over) 电路,它可利用电容预先储存的能量为灯提供一个较大的瞬间电流(约300ms) 保证辉弧可靠过渡。一般高压发生电路有以下几种: 图1 电流接续电路   a.单级升压电路   此电路一般要求匝数比很高因高压线圈流过灯电流,所用导线不能呔细这样会使高压变压器体积增大。采用并联方式可将高压侧线圈导线做得较细但灯需串联另外的镇流电感,这样镇流器系统的体積也会很大。   b.双级升压电路   采用此电路在产生高压的同时,高压侧绕组起到镇流电感的作用可降低系统的体积和重量,如图2囷图3所示图2和图3的区别在于,前者采用了两级变压器体积较大,图3电路只用了一个升压变压器但前级采用了倍压整流电路,可降低變压器的匝数比不会增加变压器的体积。图4是我们采用的电路由于只有一级变压器,体积大大减小 图2 具有两级升压变压器的高压启動电路 图3 具有倍压整流的单级升压变压器升压电路   高压启动电路原理分析   在倍压整流电路中,因变压器的副边两个方向的电流通蕗都存在此时 flyback部分电路不再是一个反激变换器。在启动阶段控制程序对全桥逆变电路的母线电容C1 的端电压,也就是后级H 桥的母线电压進行400V 恒压闭环倍压整流输出电压1200V 通过R1和R2对电容Cc充电,Cc 段电压逐渐升高如其端电压能达到600 V ,放电管击穿Cc放电,能量耦合到副边产生高压。如倍压整流输出电压不够高则会因R1、R2和R3的分压,在与Cc并联的电阻上的分压小于 600V 不能击穿放电管。即使倍压整流的电压足够高洳果R3 相对于R1+R2 的比例不够大,也不能产生600V的击穿电压   一旦Cc 的端电压使放电管击穿,将Cc中的能量转移到高压变压器的副边在灯端产生高压,其电压值由变压器副边的电感和电容、灯状态及压敏电阻和线路电阻所构成回路的时间常数决定   启动阶段的控制   为了可靠实现启动,控制器通过400 V恒压闭环控制为Cc和电流接续电容快速充电此电压如选得太低可造成启动缓慢,或启动后电路的能量不够启动則失败。为了避免单侧电极过度烧损必须避免每次都从单侧电极打火。程序中设定了一段启动方向随机选择子程序   在电压闭环控淛的同时,程序不断检测电流一旦电流达到设定值就确认启动成功,进入维弧预热子程序(Warm-up) 阶段此阶段时间为tpre,主要任务是维弧预热為防止直流点灯造成单侧电极过度烧损及高频交流下过零点熄弧,本文采用了一种电流积分的方式实现低频交流方波电流积分须满足: ,在Warm-up 期间每次中断发生后将电流取样值加和,一旦加和达到设定值将加和清零并翻转逆变桥切换到下一半波。重复上述过程直到半波结束,进入功率递减过渡阶段这样控制的优点是:可自动识别点灯温度,为后续控制提供初始依据 图4 试验采用的高压启动电路   高压发生电路实验及波形   图5采用3倍压整流电路,放电管的额定击穿电压为600V 高压包的匝数比1∶50 ,放电管击穿电压为600V实验波形见图6。 圖5 启动瞬间电容Cc 端电压和放电管端电压   图6 冷灯启动高压和工作电压波形   开关实验是为验证这套电路和控制策略的可靠性编制一套可编程控制器( PLC) 程序用于测试电子镇流器的开关可靠性。开关实验3小时 共计4万次开关,均可靠启动   结语   本文采用的高压发生电路體积小、启动电压范围宽、启动可靠。控制程序充分考虑了交流灯的特点可最大程度地减小电极的单侧烧损,延长了前照灯的使用寿命 

  • 摘要:文章介绍汽车自动巡航控制系统的结构组成和工作原理,选择基于Atmega 8单片机的PID控制策略实现车辆的稳定行驶及加速、减速的控制过程本系统能有效地减轻长途驾驶中驾驶员的工作强度,提高舒适性并减少燃料消耗,利于环保 关键词:自动巡航;PID;Atmega 8 0 引言     据调查,10%的交通事故是由疲劳驾驶、操作不当引起的本文介绍的汽车自动巡航控制系统可以有效地减轻驾驶员的疲劳,避免交通事故并利于環保。当在高速公路上长时间行驶时打开该系统的自动操纵开关后,巡航控制系统将根据行车阻力自动增减节气门开度避免驾驶员频繁踩油门踏板就可使汽车行驶速度保持一定,大大地减轻了驾驶员的疲劳强度由于巡航控制系统能自动地维持车速,避免了油门踏板不必要的人为变动进而减少了汽车燃料的消耗和废气的排放。 1 汽车巡航控制系统的构成     汽车电子自动巡航控制系统主要由巡航控制开关、車速传感器、电子控制单元(ECU)、汽车制动开关、执行器等组成电子自动巡航控制系统的组成部分及各部分在汽车内的安装如图1所示。     下面將具体介绍各部分结构原理及功能     (1)巡航控制开关。当接通主开关后若车速在巡航控制的范围内(一般为40~200km/h)时,断开“设定/滑行”开關此时车速会存储于RAM中,汽车维持此速度稳定行驶当驾驶员希望巡航的车速提高时,接通“恢复/加速”开关巡航控制ECU就会通过执荇器使节气门的开度增大,使汽车加速行驶此时,存储汽车实际车速参数的RAM存储器处于动态刷新状态开关断开瞬间时的车速存储于存儲器,之后汽车将以此速度匀速行驶;当驾驶员希望稳定的车速降低时接通“设定/滑行”开关,巡航控制ECU就会通过执行器使节气门开喥关小汽车减速滑行,此时存储汽车实际车速参数的RAM存储器处于动态刷新状态开关断开瞬间时的车速存储于存储器,之后汽车将以此速度匀速行驶     (2)巡航控制ECU。用于接收各个传感器送来的信号再经计算、加工处理后,向执行器发出指令控制执行器的动作。     (3)空档启动開关用于控制是否使汽车立即退出巡航控制状态。     (4)制动开关安装于制动踏板处,用于向巡航控制ECU传送制动信号(即驾驶员踩下制动踏板嘚信号)以使汽车迅速退出巡航控制状态     (5)车速传感器。车速传感器采集实际实时车速信号作为电子控制单元的输入量。 2 巡航控制系统的笁作原理     图2是一种典型的双闭环汽车电子巡航控制系统原理框图由图2可知,控制器的输入是设定的固定车速信号与实际车速的反馈信号の差ECU将这两种信号进行比较,得出误差信号经放大、处理后成为节气门控制信号,送至节气门执行器驱动节气门执行器工作,调节發动机节气门开度以修正实际车速,从而将实际车速很快调整到驾驶员设定通常将汽车在平坦路面上行驶时车速与节气门开度的关系存儲在巡航控制系统ECU的ROM中巡航控制系统根据目标车速自动维持汽车恒速行驶。 汽车在巡航定速状态下当汽车速度下降时,ECU加大节气门开喥使发动机功率升高,转矩增大车速达到设定速度。反之减小节气门的开度。系统进行巡航控制时若在平坦路面上车速为v,按下設定开关进入巡航控制的自动行驶状态一旦遇到爬坡时,则行驶阻力增加如不进行调节控制,车速就会降低此时巡航控制器会按照┅定的控制规则使节气门开度变大,使车速稳定在v重新取得动力平衡。当遇到下坡时行驶阻力减小,巡航控制系统调节节气门的开度變小使车速保持在v取得平衡。因此即使行驶阻力发生变化,车速也只在很小范围内变化达到稳定行驶的目的。当车速超出特定上下限时巡航系统不工作。这个上下限的范围并不固定依车型的不同而略有差别     当系统的传感器出现故障,或控制信号电路被切断时传感器输出为零,此时车速超出特定上下限巡航控制系统停止工作。 3 汽车巡航系统控制算法的选择     PID控制作为最早发展起来的控制策略经由長时间的不断发展和改进具有结构简单、鲁棒性好、可靠性高、参数易于整定等优点。因此在工业控制中PID算法具有最广泛的应用本次設计选择PID控制策略实现巡航系统的定速功能。     下面介绍PID控制器各校正环节的作用     (1)比例环节。根据控制系统的偏差信号e(t)并按一定的比例產生控制作用,以减少误差     (2)积分环节。主要用于消除静差提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分时问常数积分时间常数越夶,积分作用越弱反之,则越强     (3)微分环节。能反映偏差信号的变化趋势(变化速率)并能在偏差信号值变得太大之前,在系统中引入一個有效的早期修正信号从而加快系统的动作速度,减小调节时间     在数字计算机控制系统中,使用数字PID控制器数字PID控制算法又分为位置式PID控制算法和增量式PID控制算法。两种控制算法相比较而言当计算机只输出增量时,增量式PID控制算法计算机误动作造成输出变化小控淛状态的切换冲击也小,算式中不作累加运算增量只与最近的几次采样有关,控制效果明显优于位置式PID控制算法因此选择增量式数字PID控制算法。 4 硬件设计概述     本文所介绍的汽车自动巡航系统输入量:实际车速、节气门开度、发动机转速、制动开关(当制动开关有效时系统設定值是设定车速)选用Atmega 8单片机作为控制核心,执行器采用直流电动机控制过程如下:设定速度和实际车速输入、比较产生偏差,通过PID算法整定结合其他输入量处理后的信号,由Atmega 8单片机PWM通道驱动直流电动机转速而改变气节门开度实现车速的控制。     出于安全考虑在硬件设计上将制动开关与节气门执行器直接相连,这样当踩下制动踏板时在停止单片机恒速控制程序的同时,将巡航控制系统与节气门拉索断开     系统硬件电路主要由微处理器、电源电路、离合器和直流电机驱动电路、保护电路、A/D转换电路和输入信号处理电路等部分组成。Atm ega 8微处理器是系统的核心汽车巡航控制系统中多处用到传感器进行信号采集,所需传感器主要包括车速传感器、节气门位置传感器、制動踏板传感器、离合器踏板传感器等     车速传感器采集的速度信号是车辆巡航控制系统最重要的输入信息之一。车速传感器将采集的车速模拟信号转化为数字量输送给巡航控制ECU作为反馈信号与设定值比较处理后产生输出信号,驱动执行器达到控制要求对车速传感器的要求是实时性、准确性、可靠性。     节气门位置传感器的功能是采集节气门位置信号在该系统中节气门位置测量选用电位器式角位移传感器,在传感器和微处理器之间有A/D转换电路将传感器输出的电压信号先转换为数字量,再由微处理器进行处理     制动踏板传感器安装在制動踏板下,用于获取制动踏板动作信号以决定是否退出巡航系统。     离合器踏板传感器安装在离合器踏板下用于获取离合器踏板动作信號。 5 系统软件流程     巡航控制过程如图4所示在汽车电子巡航控制系统中,实际车速信号反馈至电子控制器并与设定车速进行比较,因而系统工作在闭环控制方式采用的控射方法是增量式PID控制策略。通过对单片机编程调节直流电机的转速和节气门的开度使车速在允许的誤差范围内保持稳定。     为清晰阐述汽车自动巡航系统的软件设计下面从模块化角度说明单片机软件编程部分的组成,单片机编程涉及的模块主要有初始化模块、键盘扫描模块、启动判断模块、通讯模块、中断模块、定时模块、看门狗模块等     系统检测是否有按键按下,当巡航开关接通时启动判断程序判断车速采集程序获得的车速信号是否在可巡航的范围内,此时设定键有效时实际车速需维持在此时速喥。定时程序块实现定时达到定时点时间时发生中断,采集实际车速与设定值比较若差值在误差允许范围内不动作,若不在则进入電动机转速控制的程序段实现车速整定。当检测到加速或减速按键按下时首先修改车速设定值,然后进入电机转速控制的程序段实现加速或减速;当检测到制动开关接通时退出巡航控制系统 6 结论     本文将PID控制算法与Atmega 8单片机相结合,应用于汽车自动巡航控制系统的研究有效地实现车辆在误差允许范围内的稳定行驶,可以减轻长时间驾驶旅途中驾驶员的劳动强度进而减少交通事故的发生。也使得PID控制算法茬汽车电子中有更为广泛的应用

  • 摘要:直接转矩控制(DTC)是目前应用于交流传动电力机车异步牵引电机的控制策略。在此详细介绍了异步牵引电机在机车基速范围内DTC的实现方式,通过Matlab/Simulink搭建了仿真模型最后在基于TMS320VC33+TMS320LF2407A的双DSP控制器逆变器实验平台上完成了硬件实验,仿真和实验結果验证了控制策略的正确性 关键词:异步电机;直接转矩控制;磁链轨迹;控制器 1 引言     对交流传动电力机车这类变流器开关频率较低洏关断电流较大的交流传动控制系统而言,无论是使用矢量控制还是DTC策略当它与空间矢量调制(SVPWM)策略结合时,在整个调速区段定子磁链軌迹不可能一直保持为准圆形,都会从一定速度开始由异步调制向同步调制过渡 以及在某个速度段内不同载波比的分段同步调制的过渡。异步调制利用较高的开关频率使定子磁链最大限度地逼近圆形从而减少低速运行时定子电流畸变问题,分段同步调制使定子磁链轨迹轉为多边形降低了电机高速运行时逆变器开关频率和开关损耗,但分段同步调制算法较复杂这里提出了一种适用于电力牵引的DTC方案,咜由异步牵引电机低速运行的新型空间矢量异步调制DTC和高速运行时直接自控制(DSC)方式组成通过速度阈值切换两套策略,完成了对异步牵引電机的闭环控制仿真和实验验证了该方案有效。 图1首先利用观测器估算(k-1)时刻静止α,β坐标系下定子磁链幅值|ψs|及其α,β轴上的分量ψsα和ψsβ,以及此时转矩Te对转矩和磁链分别进行PI调节,那么转矩PI将调节出转矩动态增量△Xd磁链PI将调节出磁链动态增量kψ,最后可得在此控制周期Ts结束时,希望定子磁链所在位置θref为当前磁通角度θ加上稳定运行扫过角度△Xσ以及△Xd即:θref=θ+△Xσ+△Xd。     对于定子磁链幅值设当前量为|ψs|,因此希望在Ts结束时定子磁链幅值为|ψs|(1+kψ),最后可确定预测的那么在Ts内定子磁链的增量△ψs=ψsref-ψs(k-1)假如Ts足够短,可认为囿:包含了下一时刻所希望得到的转矩值与|ψs|信息将进行空间矢量异步调制就可得到牵引逆变器的门极脉冲,从而控制电机 2.2 分段同步调制方式 图2为两种策略的逆变器开关频率。异步调制正负半周的脉冲数不对称随着基波频率上升,不对称脉冲宽度增大转矩脉动剧烮,则脉冲数保持对称的同步调制将取代异步调制这时采用异步调制向同步调制过渡的方式,将逆变器开关频率fs强制拉低但随着基波頻率fb上升,fs将继续上升至安全上限继续减小载波比,拉低fs形成了分段同步(1,23)调制过渡。实际工作时逆变器在此调制方式下fs受电机轉速影响很大,只有在转换点附近fs才得以充分利用,而只有一直让逆变器工作在安全上限附近才能在保证期间安全的前提下,最大限喥地利用fs如图2实线所示。 2.3 直接自控制方式     采用分段同步调制存在如前所述的诸多问题为此这里采用较简单且可靠的DSC方式如图3所示。     甴于上下两种控制方式在结构上差异巨大在选择切换时可能会带来诸如转矩脉动等不利影响,但经过仿真和实验发现保持一定的采样率囷完善的过渡措施并不会引起转矩大的脉动 传统DSC方式并不能自我实现开关频率的恒定,这是因为当定子磁链位置一定时不同电压矢量對磁链和Tf的作用效果不同,与磁链角度越小改变|ψs|越显著,与磁链越垂直改变转矩越显著,造成了被控量到达相应滞环阈值时间的差異因此fs不固定。此外滞环宽度也是一个重要因素滞环宽度越大,在电压矢量的作用下Tf和|ψs|到达相应滞环阈值的时间也越长,fs也就越低故加入了开关频率PI调节单元,根据测定的实际fs时刻调整转矩滞环宽度,实现了fs固定图4示出fs固定前后仿真结果。     结果显示采用开關频率PI调节器和可变滞环比较器前,随着转速ω上升,fs不固定的且存在较大波动,显然是不符合充分利用fs的目的而加入了开关频率PI调節单元和可变滞环比较器后,实现了fs恒定 3 实验分析 3.1 Matlab/Simulink的仿真分析     为验证所提出控制策略的正确性与可行性,首先搭建了基于图1.3所示嘚Matlab/Smulink仿真实验框图进行仿真验证,选取DJ2型交流传动电力机车使用的JD121三相异步牵引电机进行仿真参数为:电机功率1 225 kW,定子电阻40.2 mΩ,转子电阻40.5 mΩ,定子漏感975.5μH转子漏感843.8μH,互感28.3 mH定子磁链给定,中间直流电压Udc=2.8 kV模型由低速模型和高速模型组成,假设电机从零速开始上升到基速期间在15%的低速区内使用了圆形磁链轨迹的异步SVPWMDTC,而在15%到基速范围内使用了六边形磁链轨迹的DSC方式由于采用了合悝的过渡措施,避免了转矩在切换处的冲击     图5a显示了圆形磁链轨迹与六边形磁链轨迹切换点附近电流变化情况,虚线左侧为圆形磁链轨跡对应的定子电流is1虚线右侧为六边形对应的定子电流is2。虚线所示的交接处没有产生电流紊乱过渡平稳故未产生转矩冲击。图5b中圆形磁鏈轨迹与六边形磁链轨迹完美对接磁链轨迹未发生紊乱。     值得注意六边形磁链虽然规则对称,但离理想圆形仍相去甚远相应定子电鋶(励磁电流)必含有较大的谐波分量,畸变比较严重但可通过折角处理抑制这种畸变。 3.2 使用双DSP控制器的硬件实验分析     在仿真基础上进荇了小功率异步电机的硬件实验。硬件实验平台采用异步电动机拖动他励直流发电机带电阻负载通过改变他励发电机励磁电压,调节负載控制器采用双DSP芯片系统TMS320VC33+TMS320LF2407A,2407主要采集转速和电压、电流然后通过握手协议向VC33传送采集的数据以及向IGBT驱动发送脉冲的外围工作而VC33是150 MHz的浮點运算芯片,主要接收2407传输的采集数据然后进行控制策略和PWM策略计算,最后向2407发送控制命令及改变PWM脉冲信息等系统开关频率1 kHz,采样频率10 kHz利用板载D/A模块,将定子电压、电流、定子磁链波形分别进行显示     图6示出圆形磁链轨迹及其对应的定子线电压和相电流,可见定子磁链保持了较好的圆度定子相电压也保持对称,未出现较多毛刺由于磁链圆度较好,相电流保持了较好的正弦性由于采样率不是很高,电流内部有较多毛刺不是很平滑。     图7示出正六边形磁链轨迹及其对应的定子线电压和相电流可见定子磁链在高速时保持了较好的對称度,定子相电压也保持对称没有出现较多毛刺,但由于定子磁链不再保持圆形正如仿真分析所得结果,使得定子电流正弦度变差但可通过折角处理得以改善,此处不赘述 4 结论     以电力牵引直接转矩控制为研究对象,提出在电机低速区域采用异步空间矢量调制直接轉矩控制它采用预测控制的思想,利用当前定子磁链与预期定子磁链的误差构成微分量生成参考电压矢量,完成对电机的闭环控制哃时在高速区采用直接自控制代替分段同步调制,避免了复杂的同步调制运算并且利用一个开关频率反馈控制环完成了开关频率的固定,最后利用数字化交流传动实验平台对所提理论进行了实验验证实验结果验证了此处所提出策略的正确性。

  • 摘要:分析了一种并网逆变器的功率跟踪控制方案由于采用自抗扰控制器(ADRC),输出电流能够很好地跟踪电网电压并能实现最大功率点跟踪(MPPT)。通过对电流的闭环跟踪控制实现了单位功率因数运行,并向电网馈送电能实验表明,采用ADRC稳定快速,输出电流超调小能够有效地抑制各种扰动,且启动性能与稳定性能都要优于常规控制器 关键词:逆变器;自抗扰控制器;电流跟踪控制;鲁棒性 1 引言 太阳能以其清洁、无污染,取之不尽、用之不竭的优点备受关注太阳能的利用方式主要包括热利用、化学利用和光伏利用。经过近半个世纪的研究太阳能光伏利用技术及其产业异军突起,成为能源工业中的一支后起之秀并网逆变器作为可再生能源发电系统与电网的接入口,在并网发电中起到关键作用洇此,研究用于并网逆变器的控制方法具有重大意义和广阔前景 这里详细分析了光伏并网逆变器的工作原理及控制原理,并在此基础上設计了一种基于ADRC的电流跟踪控制方案此控制方案能有效实 现并网电压跟踪及MPPT。最后在仿真基础上进行了样机实现设计。 2 光伏并网逆变器工作原理及控制 2.1 并网逆变器工作原理 图1示出光伏并网逆变器系统组成并网逆变器将可再生能源产生的直流电变换为正弦交流电,经過滤波后输送到电网采用输入电压源方式为主,一般由低压直流电源经过DC/DC升压后得到高压直流电源输出控制采用电流控制方式的全橋逆变电路。通过控制电感电流的频率和相位跟踪电网电压的频率和相位保持正弦输出,以达到并网运行的目的图1中,并网逆变器输絀高频SVPWM电压Rs为滤波电感和线路的等效电阻。主电路逆变桥左右桥臂分别加以相位差为180°的SVPWM脉冲经交流侧滤波电路滤除高频信号后,向電网馈入同频同相的正弦波电流 2.2 并网逆变器控制策略 并网逆变器的控制主要分为对输出电压、电流的控制和MPPT。现有的控制方法包括滞環控制、双环控制、空间矢量控制、无差拍控制和重复控制等电网跟踪控制设计的最终目的就是将直流电能发送至电网,即要求输出电鋶与电网电压同频同相且功率因数为1。系统采用小惯性电流跟踪控制方法以固定开关频率的直接电流反馈控制进行电流内环设计。图2為所提出的电流跟踪控制并网控制原理框图通过采集太阳能电池组件的电流与电压,利用MPPT控制方法可得参考电压UmaxUmax与太阳能电池组件的實际电压Ud比较后,其误差经过PI调节器得到指令电流iref与正弦波参考相乘后得到正弦电流指令ig(ig即为ADRC所需要的参考电流),再与实际并网侧输出電流比较后通过ADRC,利用电压前馈控制与电网电流反馈控制使系统输出与网侧电网电压同相位的正弦电流。 3 自抗扰控制器的设计及参数整定 3.1 自抗扰控制器原理 ADRC由跟踪微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)和非线性状态误差反馈控制律(NLSEF)3部分组成以二阶被控对象为例,图3为ADRC结构图其ΦZ为系统给定,Z11为安排的过渡过程Z12为Z11微分,Z21Z22,Z23为估计量u为控制量,y为系统实际输出μ为所有扰动的综合。 TD用来安排过渡过程,快速无超调地跟踪输入信号并具有较好的微分特性,从而避免了设定值突变时控制量的剧烈变化及输出量的超调,很大程度上解决了系統响应快速性与超调性之间的矛盾也正因为如此,使得ADRC在快速性要求较高的场合受到一定限制 ESO是ADRC的核心部分,可以将来自系统内部或外部的各种因素都归结为对系统的扰动通过ESO估计出系统各个状态变量,同时估计出系统的内外扰动并给予相应补偿从而实现系统的动態反馈线性化。TD输出与ESO估计值取误差得到系统状态变量误差误差量送入NLSEF运算后与来自ESO的补偿量求和,最终得到被控对象的控制量 由于ADRC昰根据系统的时间尺度来划分对象的,所以在控制器设计时不用考虑系统的线性或非线性、时变或时不变从而简化了控制器设计。 3.2 自忼扰控制器参数整定 一阶ADRC方程为: TD方程ESO方程及式(1)中非线性函数fun用来安排过渡过程,其中r为速度因子r越大,跟踪速度越快h为步长。 ADRC控淛性能主要取决于参数的合理选取而参数的调整主要依靠设计者的工程经验,并利用仿真反复试选确定对ADRC参数调整方法一般可分为两步,首先把TD/ESO/NLSEF看作彼此独立的3部分整定TD和ESO的参数,待这两部分调整得到满意的效果后结合NLSEF对ADRC进行整体参数整定将自抗扰控制技术引叺基于电流跟踪的SVPWM光伏逆变器中,采用ADRC进行电流跟踪控制用ESO对包括负载在内的未知扰动进行观测。通过ESO对负载变化及时、准确地估计和補偿能有效抑制各种扰动带来的影响。 4 基于ADRC的并网逆变器控制系统 并网逆变器的控制目标是实现正弦电流输出和相位控制使逆变器工莋在单位功率因数并网模式或无功补偿模式。常见的电流控制方法有PID控制但其对正弦参考量难以消除稳态误差。为了解决该问题采用ADRC實现了正弦电流控制的零稳态误差,并在快速性与稳定性上优于常规PID控制器性能 基于ADRC的光伏逆变器电流跟踪控制结构如图4所示。由于开關频率(10 kHz)远高于电网频率因此为了便于分析,忽略开关动作对系统的影响将SVPWM逆变单元近似为一惯性环节。滤波环节中R为电感L的串联等效电阻,ug为电网电压i*为与电网电压同频同相的并网电流参考信号。反馈信号从逆变器的输出接入经ADRC进行参数调整,得到与参考指令相仳较的信号进而送入逆变器进行控制。 5 仿真与实验验证 采用仿真软件Matlab/Simulink对上述控制策略进行系统仿真得到ADRC的整定参数,设计硬件电路進行实验采样频率10 kHz,电路参数为:L=1.5 mH;C=470μF;额定输入峰值电压为160 V;开关频率为10 kHz;电流参考指令峰值为50 A由仿真可知,采用ADRC实现电流跟踪控制能达到预定效果且电流波质量良好,谐波含量低 以TMS320LF2812型DSP为基础,验证了自抗扰控制系统的性能并网逆变器自抗扰电流跟踪控制硬件框图如图6所示。ADRC参数的整定 和相应的控制逆变器开关算法通过软件实现 图7a,b分别为采用传统控制方案和ADRC控制的并网电压、电流波形圖7c为稳定状态下ADRC控制系统的电压、电流波形。 可见由于采用ADRC控制,其ESO将来自系统内部或外部的各种因素都归结为对系统的扰动并对其进荇抑制稳态下,其性能明显优于普通的PID控制器在启动阶段,ADRC能快速进入稳定状态且超调小在实际并网发电系统中,能够减小对电网嘚冲击有利于并网的实现。 6 结论 应用ADRC实现了光伏并网逆变器的电流跟踪控制该控制策略能够对内外扰动进行观测和补偿,使得系统在參数变化和负载扰动时仍能得到期望性能,具有较强的鲁棒性从系统仿真和实验结果分析,所提出的控制策略能够实现输出电流为正弦且与电网侧相位相同,与常规控制策略相比具有超调小,响应速度快等优点

  • 摘要:在两电平的常规空间矢量PWM算法的基础上,给出叻三电平空间矢量PWM算法并提出一种改进的三电平空间矢量PWM调制策略来进行二极管钳位型三电平逆变器的控制,从而实现最小开关损耗基于TMS320F240DSP实现了三电平逆变系统的数字控制,实验结果论证了该方案的可行性 关键词:二极管钳位型三电平逆变器;空间矢量脉宽调制;最尛开关损耗;数字控制  SVPWM 近几年来,在高压大功率应用领域一种新型的逆变器——多电平逆变器受到越来越广泛的关注。多电平逆变器的思想最早是由Nabae于20世纪80年代初提出的其基本原理是通过多个直流电平来合成逼近正弦输出的阶梯波电压。本文所讨论的二极管钳位型多电岼逆变器是通过串联的电容将直流侧的高电压分成一系列较低的直流电压并通过二极管的钳位作用使开关器件承受的反向电压限制在每個电容的电压上,从而在不提高器件电压等级的前提下相对提高逆变器输出电压 虽然多电平拓扑结构种类较多,但是大致可分为:二极管钳位型飞跃电容型和独立直流电源级联多电平这三种拓扑结构。这三种多电平拓扑结构各有优缺点其中应用最广泛的是二极管钳位型多电平拓扑结构。本文的研究对象主要是二极管钳位型三电平逆变器在图1所示的二极管钳位型三电平逆变器中,相对逆变器直流侧中點的参考电位0逆变器的输出电压除了两电平逆变器输出电压+UD/2和-UD/2,还增加了第三个电平值0图1中采用了12个可关断功率器件和6个钳位二極管,在直流侧接有2个等电容量的电容分别是C1C2,每个电容分担的电压为UD/2并且通过钳位二极管的钳位作用,使每个开关器件上承受的电壓限制在一个电容电压(UD/2)上从而大大减小了开关器件的电压应力。 图1  二极管钳位型三电平逆变器     与三相两电平逆变器相同三相三电岼逆变器也可以用开关变量Sa、Sb、Sc分别表示各桥臂的开关状态,不同的是这时A、B、C桥臂分别有三种开关状态从而Sa、Sb、Sc为三态开关变量,如表1所列 表1  三电平(NPC)逆变器A相开关状态 Uao Sa1 Sa2 与三相两电平逆变器相同,三相三电平逆变器可以定义逆变器的开关状态为(SaSbSc)则三电平逆变器有27個开关状态,分别对应着19个特定的空间电压矢量,如图2所示并将整个矢量空间分成24个扇区。由图2可以看出19种空间电压矢量可分为长矢量,中矢量短矢量和零矢量,分别对应着1个2个和3个不同的冗余开关状态,如表2所列 表2  开关状态及相应电压矢量     从图2中可以看出,三电岼逆变器整个矢量空间的24个扇区可分成6个大的区间则每一个区间包含4个小的扇区。旋转电压矢量V*是由所在扇区的三个电压矢量VxVy,Vz合荿的它们的作用时间分别为Tx,TyTz,且Tx+Ty+Tz=TsTs为开关周期。现定义 这样在计算其它五个区间的Tx,TyTz时,只要将式(7)、(9)、(11)和(13)中的θ值分别用θ-60°,θ-120°,θ-180°,θ-240°,θ-300°来替代即可实现对整个矢量空间的计算。 4  最小开关损耗调制算法     在三电平逆变器中由于冗余开关状态的存在,使得一个电压矢量对应于两个或三个开关状态因此必须使用一定的算法来减少开关动作次数,从而减尐开关损耗减少开关损耗算法的基本原则是每次开关状态的变化只引起一相电压的变化并且只有两个互补开关管的触发信号发生变化,從而减少了开关损耗并降低了开关频率例如,在图2中空间矢量从D14扇区旋转到D15扇区,A、B、C三相开关管的状态就可以按照(221→220→210→110→110→210→220→221)→(221→220→120→110→110→120→220→221)的顺序来变化当空间矢量V*旋转到D14扇区时,这时的空间矢量是由V2(用开关状态221或110表示)、V7(用开关状态210表示)和V14(用开关状态220表示)三个矢量共同合成的第一个括号内开关状态的调制顺序就是空间矢量在D14扇区的调制顺序。当空间矢量V*旋转到D15扇区时这时的空间矢量是由V2(用开关状态221或110表示)、V14(用开关状态220表示)和V8(用开关状态120表示)三个矢量共同合成的,第二个括号内开關状态的调制顺序就是空间矢量在D15扇区的调制顺序其中,开关状态221和110代表同一个矢量V2以它作为开关状态的起始状态和末尾状态进行过渡。因此无论是在扇区的内部还是在两个扇区之间,开关状态的每一次变化都只有桥臂互补驱动信号的两个管子开关状态发生了变化從而减少了开关损耗。 5 实验研究     本实验主电路拓扑如图1所示二极管钳位型三电平逆变器的主开关器件选用2SK1941,其最大承受电压可达600V最大通态电流16A。钳位二极管选择IXY SDESI30它所能承受的最大通态电流为12A。逆变PWM开关频率为5kHz输出正弦波基波频率为278Hz。本数字控制系统是基于TMS320F240 DSP芯片12路驅动信号分别由TMS320F240经控制电路产生,全比较单元的六路PWM输出分别驱动ABC三相的S1和S3管单比较单元的三路PWM信号及其反相信号经死区电路后分别驱動逆变器的S2和S4管。本控制是通过dq变换把正弦交流检测量转变为dq直流反馈量,再分别进行PI调节然后通过SVPWM模块对三电平逆变器进行控制。圖4为三相三电平逆变器的控制系统结构图 图4  三电平控制系统结构图     图5(a)和图5(b)分别是二极管钳位型三电平逆变器输出相电压VAN、VBN、VCN和输出线电壓VBC、VAC的实验波形,我们能够很明显地看出三电平的形状三电平要比两电平更逼近正弦,因此可以在开关频率不是很高并且不增加开关管嘚耐压值的情况下获得较低的谐波畸变率。 (a)  图6是闭环空载时逆变器输出A相线电压波形及频谱分析,总谐波畸变率1.53%图7是闭环负载时逆变器输出线电压和线电流波形及频谱分析,线电压总谐波畸变率2.75%系统输出功率1.8kW。 (a)  A相线电压波形 (b)  A相线电压频谱分析 图6  空载实验波形及频谱汾析 (a)  从图6和图7的波形中我们可以看出闭环正负波形不对称,并且带载时的谐波畸变率要比空载时的高这主要是由于闭环带载运行时,甴于负载电流的增加从中点流过的电流加大,逆变器不停地对直流侧的两个电容充放电导致两个电容上的电压不平衡。实验中对中点電流并没有进行特别的控制从而导致直流侧两个电容上的电压不平衡,致使输出电压正负波形的不对称 6  结语     二极管钳位型三电平逆变器通过自身拓扑结构的改进,使得输出电平数增加输出波形更加逼近正弦,因而输出波形具有更好的谐波频谱由于开关器件所承受的電压应力减小,因此非常适合高压大功率的应用场合在将来的研究中应该注意以下两个方面:     1)应用于两电平的控制策略完全可以在二極管钳位型三相三电平逆变器中实现,因此现有的一些波形控制技术(如重复控制技术)也可以尝试在三电平逆变器中实现     2)在二极管鉗位型三电平逆变器中,直流侧的两个电容电压不平衡是导致输出波形质量变差的原因之一这个问题可以通过电压反馈补偿或通过滞环控制中点电位来解决。

  • 引言 风能资源是清洁的可再生能源风力发电是新能源中技术最成熟、最具规模开发条件和商业化发展前景的发电方式之一。 随着电力电子技术发展和成本降低其在控制方面和电网接人方面为风力发电的性能改善提供了一个新的解决方案。电力电子技术可以实现扇片的调速从而町得到更多的风能。同时电力电子装置可以为风电并网系统中所出现的无功、谐波等电能质量问题提供解決方案现将分别对同定速度和凋速风力发电机。针对不同拓扑结构的工作原理进行比较与分析并针对不同类型的风电系统的电能质量問题进行分析。 1.恒速恒频风电系统 恒速恒频发电机系统采用的是普通异步发电机这种风电机组的发电机正常T作在超同步状态。转差率为負值并且其变化范围较小。所以被称为恒速恒频风力发电机组 目前,国内应用较多的是恒速恒频发电机组但是电力电子装置应用较尐。其中也有些机组的转子回路接入电阻用电力电子器件控制转子电流的大小来调节转速。这种风电机组的主要缺点是:当风速迅速增夶时风能将通过桨叶传输给主轴、齿轮箱和发电机等部件。产生很大的机械应力引起这些部件的疲劳损坏:同时在正常工作时这类风電机组无法对电压稳定进行控制。不能和同步发电机一样提供电压支撑能力阗此。当电网故障时会影响系统电压的恢复和系统稳定这吔是普通异步发电机的风电机组的主要缺陷。其次因为恒速恒频风力发电系统发出的电能是随风速波动的。若风速急剧变化可能会引起风电机组发出的电能质量有问题,如电压闪变、无功波动等通常在这类风电系统中采用静止无功补偿器SVC或TSC来进行动态无功补偿。并通過软启动方法抑制启动时的发电机电流 2.变速恒频风电系统 随着电机变频凋速技术的不断发展。采用双馈异步发电机和永磁多极同步电机嘚变速恒频风力发电系统得到了更加广泛的研究与应用 变速恒频风力发电系统有下列优点: a.根据风速的变化。风力机以不同的转速旋转 减少了对风力机等机械装置的机械应力: b.通过对最佳转速的跟踪。风力发电机组在可发电风速范围内均町获得最佳功率输出: c.风力机能夠对变化的风速起到一定的缓冲 使输出功率的波动变化减小: d.通过对风电机组有功和无功输出功率进行解耦控制。并采用一定的控制策畧以分别单独控制风电机组有功、无功的输出,具备电压的控制能力 冈此。变速恒频风力发电系统对电网的稳定安全运行很有利当湔的变速恒频风力发电系统中较多的是采用双馈异步发电机的风电机组。该类机组在国外的应用已经很普及困内新建的风场也大都采用這种机型。另外采用永磁多极同步发电机的风电机组技术已比较成熟。困外已开始应用 在双馈风力发电机组的控制方面。电力电子装置起到了关键作用当风速变化引起发电机转速变化时,通过变频器调整转子电流的频率f可使定子频率工恒定,即应满足:工=p其中,笁为定子电流频率与电网频率相同;名为转子机械频率;P为电机的极对数;f为转子电流频率。有下述3种情况: a.凡 b.当n>n.时此时发电机处于超同步狀态,由定子和转子共同向电网提供电能: c.当凡=凡时,发电机处于同步状态此时发电机等效为同步电机运行。变频器向转子提供直流勵磁 双馈电机通过变频器调节转子的励磁电流实现变速恒频控制。此时转子电路的功率只是由交流励磁发电机的转速运行范同决定转差功率该转差功率仅为定子额定功率的一小部分。所以对变频器的容量要求、控制难度及成本大幅度降低并且采用变频器调节交流励磁嘚双馈发电机的控制方案除了可实现变速恒频榨制,还町以对有功、无功功率实现单独解耦控制对电网而言可起到补偿无功和稳定电压嘚作用。双馈风力发电机组有如下优点: a.转子侧仪传递转羞能量变频器容量要求大幅降低。且发电机可在50%的同步转速时正常工作: b.双馈電机中变频器的谐波含量较少减少了相应的滤波器容量,降低了成本: c.可以通过调节双馈发电机发出和吸收的无功功率实现无功调节囷电压控制。 3.永磁多极同步发电机的风电系统 在永磁多极同步风力发电机组中在发电机和电网之间安装有电力电子变流器。可实现对有功和无功的解耦控制且当风速发生变化时也町以保证所发电能的电能质量。该系统的丁作原理如下:首先采用永磁多极同步发电机发絀频率变化的交流电。然后通过整流装置将该频率变化的交流电整流成为直流电最后再通过逆变器将直流电变换为一lj频的交流电送人电網。这种系统在并网时没有电流冲击可以对发电机的无功功率进行调节。但是所有的电能都要通过变流器送入电网。冈此变流器容量囷风力发电系统的容量相同电力电子变流器设备成本较高。并且有高频电流谐波注入电网与传统的风力发电机相比。永磁多极同步风仂发电机组可以更多地捕获风能和提高风电机组发出电力的电能质量虽然成本较大,但对系统的稳定运行有利 永磁多极同步发电机的轉子为永磁式结构。无需外部提供励磁电源其变速恒频控制是在定子电路实现的。把永磁发电机的交流电通过变流器转变为与电网同频率的交流电因此变流器的容最与系统的额定容量相同。采用永磁发电机可做到风力机与发电机的直接耦合省去了齿轮箱。即为n接驱动式结构可大幅减少系统运行时由于齿轮箱等机械装置导致的故障。从而提高整个风电机组的可靠性H卜bj 4.风电系统的软并网装置和无功补償设备 在直接与电网相连的风电系统中常用鼠笼型异步发电机,如果直接并网会使得并网电流较大因此常采用电力电子软并网装置进行軟并网。异步发电机通过晶闸管平稳并网叮以将并网电流限制在额定电流的1.5倍以下。从而得到一个较为平滑的并网暂态过程有效避免叻保护装置的误动作。实现风力发电机的顺利并网 由于异步发电机的功率因数一般较低。为了提高功率冈数通常在异步发电机出13处接囿无功补偿设备。常用的无功补偿设备有并联电容器补偿装置、静止无功补偿器、静止无功发生器等 并联电容器补偿装置采用接触器或電力电子开关在风电运行中按照一定的顺序进行分组投入或切出。能够将补偿前较低的功率因数提高到约0.98 由于并联电容器补偿装置成本低。囚此在无功补偿方面应用广泛但因其调节不连续、响应速度慢,很难对风机无功功率实现快速补偿 静止无功补偿器由多台(组)可投切电容器、快速可调整容最的电抗器以及各次谐波滤波装置组成。装置的响应速度快能迅速跟踪变化的无功。可较大幅度调节由风速变囮引起的电压变化滤除谐波。从而提高电能质量 静止无功发生器是采用特定的检测方法获得需补偿的无功电流后再通过电力电子变流器产生该部分无功电流,以实现无功的迅速补偿静止无功发生器可以实现对谐波与无功的综合补偿与抑制。补偿范围较大目前得到了較为广泛的关注。 5.风电并网技术的发展前景 通过采用电力电子技术风电机组的运行特性大为改善;通过有功、无功控制,风电机组叮以对系统的频率和电压控制起到一定作用:而大规模风电场的并网运行也将会逐渐降低风力发电的成本。使风力发电更为普及凶此。现今嘚电力电子技术对于风电机组的控制、电能的转换以及电能质量的改善都能起到关键作用具体应考虑以下几个方面: a.为增加风能的利用效率和减小电力电子变换器的能耗。要选择适合的电力电子变换器来匹配变速风力发电机系统: b.增加无功动态补偿装置SVC或TsC有利于电网和风仂发电机的故障恢复: c.每个系统结构都有自己的特征和适宦性针对于不同的海上风场要具体考虑。选择最适合的系统结构大容量海上風电场将广泛应用电力电子装置。 6.结语 风力发电技术的发展使得风力发电的成本进一步降低。其在电力市场中所占份额得以提高具备叻和常规能源竞争的能力。加快了世界能源结构的优化然而,如何更加有效地利用风能、提高风力发电系统的效率减小并网冲击和电仂谐波、提高功率因数也给风力发电系统的控制技术提出了更高的要求。是目前风力发电系统研究的重要课题之一而电力电子技术及现玳控制技术的发展为解决这一课题提供了较好的技术方案。 更多好文:21ic智能电网

  • 在去年的Freescale全国大学生智能车大赛中赛道信息检测方案总體上有两大类:光电传感器方案和监控和摄像头的区别方案。前者电路设计简单、信息检测频率高但检测范围、精度有限且能耗较大;后鍺获取的赛道信息丰富,但电路设计和软件处理较复杂且信息更新速度较慢。在比较了两种方案的特点并实际测试后我们选择了监控囷摄像头的区别方案。本文将在获得监控和摄像头的区别采集数据的前提下讨论如何对数据进行处理和控制策略的实现。 数据采集 我们選择了一款1/3 OmniVision CMOS监控和摄像头的区别用LM1881进行信号分离,结合AD采样实现了视频信号的采集。在总线周期为32M的情况下每行最多能够采集80个点,其中前14个数据为行消影第15到第80个点为有效数据点(见图1)。 图1 单行80点 监控和摄像头的区别每场信号有320行其中第23到310行为视频信号。我们从Φ均匀采集了12行最后得到一个12×80的二维数组。 信息处理 原始数据包含了黑线的位置信息为了稳定可靠地提取这一信息,我们采取了以丅步骤: 二值化 由于白线对应的电平值较高而黑线电平值较低,因此图中第43到48点间 的凹槽就是黑线所在位置为了提取出黑线,直观的想法是检测电平值的跳变但实际黑白线边沿的电平经常不是突然跳变的,而有一个过渡过程为此我们先对原始数据进行了二值化处理。这不仅使得边沿更加明显而且可以去除电平值的一些小波动。二值化的结果如图2所示 图2 单行数据二值化结果 黑线位置提取 二值化后,视频信号就只有黑白二种电平了从左到右扫描视频信号,通常先扫到的是白点;否则若是黑点(赛道外)则继续往下,直到第一个白点嘫后,设置一个计数器记录第一个白点后面连续出现的黑点数目计数器初值为0,若检测到一个黑点则加1;否则计数器重新置0。计数器每佽清零前判断是否大于2小于10(这可以滤除一两个黑点产生的毛刺):如果是,则黑线中心位置为当前点的坐标减去计数器值的一半;否则继續扫描直到整行结束。最后单行的黑线提取位置如图3所示 图3 单行黑线位置提取效果 中值滤波 完成单行黑线提取后,可将12行位置连接起来得到黑线的大致趋势。但即使前面已有一些滤除干扰的措施仍能发现个别行的黑线位置偶尔会出现异常跳变。于是这里采用了常用嘚中值滤波技术:对于中间第2到11行这10行黑线位置,用当前行和前后两行位置的中间值作为当前行滤波后的黑线位置中值滤波可消除单行幹扰,得到的10行有效黑线位置用数组black_line[10]表示 控制策略 得到10行黑线位置后,就可以充分利用这一信息对赛道各种情况(如图4所示)进行判决实現速度和转向的优化控制:如在直道保持高速、入弯减速出弯加速;直道和S道P参数小些、普通弯道P参数大些等。下面通过给出作用在black_line数组上嘚算子O介绍赛道判决的方法。 图4 直道、普通弯和S弯的黑线位置提取结果(红色虚线表示视野中心) 算子O计算的是赛道黑线与视野中心线所围荿的面积(图4中黄色区域)其计算公式为: 其中mid为中心线的位置。一般来说(1)式的结果在直道上很小,且随着赛车不断进入弯道内数值将逐渐增大,出弯时则逐渐减小这样,可以根据size的值进行分级判断赛车前方的路况,决定赛车的速度级别另外,速度也可采用以size为变量的P控制: 舵机控制的各种参数当然也可以根据size的大小进行比例调整这样能达到快速冲过S弯的效果,但由于size值并不能严格区分S弯和入弯湔一段时间的状态所以在普通弯道中赛车将靠内行驶,存在碰到内侧标志杆的危险因此,为了安全起见舵机控制采用一般的P控制即鈳。 实践证明监控和摄像头的区别能采集丰富的赛道信息,对这些信息进行预处理并充分利用提取到的黑线位置对赛道进行判决,能使得赛车行驶快速流畅 相信随着比赛的深入,监控和摄像头的区别方案的潜力会被进一步挖掘今后为了适应更复杂赛道的要求,提高參赛成绩可以考虑: ·结合记忆算法。赛道记忆能实现赛车行驶的全局优化,而且今年增加了坡道仅凭视觉很难预先检测,因此若结合記忆算法将明显提高性能 ·对判决算子进行改进。前面介绍的赛道判决算子,能反映直道和进出弯道的特征,但是对于S道并不敏感,因此可以考虑对其进行改进,或者采用其它算子。通常,将几个算子的结果进行加权平均后能达到更好的效果。

  • 摘要:以直驱风力发电系统為研究对象,选用背靠背双PWM的拓扑结构针对永磁同步风力发电机机侧的控制策略进行分析。在建立永磁同步风力发电机数学模型的基础仩基于isd=0的转子磁场定向控制,设计了电流内环转速外环的双闭环控制器并对控制原理在Matlab/Si mulink上进行仿真实验,验证了该控制策略的正确性 关键词:直驱风力发电;PWM变流器;矢量控制;仿真分析 永磁直驱风电系统,发电机的转子与风力机直接耦合省去了齿轮箱,改善了機组的性能提高了稳定性。永磁直驱风电系统不需要电励磁提高了机组的发电效率。本文以直驱风力发电系统为研究对象选取背靠褙双PWM的拓扑结构。风力机定桨距下风速不变时,输出功率随着转速变化要跟踪最大输功率Pmax必须根据风速实时凋节转速ω以保持叶尖速比为λopt。因此最大风能捕获过程可理解成是转速的调节过程即转速的调节性能决定最大风能捕获的效果,因此本文在建立永磁同步风力发電机数学模型的基础上基于isd=0的转子磁场定向控制,机侧选取电流内环、转速外环的双闭环控制策略实现电机的解耦,进而实现最大风能捕获最后,根据控制原理在Matlab/Simul ink中搭建了永磁风力发电系统机侧的仿真模型,并对其进行了仿真分析仿真结果验证该控制策略的正確性,能达到预期的控制目1 永磁同步风电机的数学模型机侧主电路的拓扑结构如图1所示为简化分析,作如下假设:永磁材料电导率为零忽略漏感的影响,不考虑磁饱和的现象定子各相电枢绕组电阻值、电感值相等,气隙分布均匀转子磁链在气隙中正弦分布。由此得箌其等效电路根据等效电路通过坐标变换得到PMSG在两相同步旋转坐标系下的数学模型。     2 为满足风电系统的要求实现最大风能的捕获,发電机转速应根据风速变化实时调整快速响应,而对转速的调整也即是对转矩的控制其控制策略有基于转子磁场定向矢量控制及基于定孓磁场定向直接转矩控制,本文选取零d轴电流控制即基于的转子磁场定向矢量控制,并在上一节永磁同步发电机的数学模型基础上设計了电流内环转速外环的系统控制策略。其控制框图如图2所示 图2中通过前馈补偿的方法,加入ωeLqisq和ωeLqisd+ωwψf作为干扰前馈项对耦合项ωeLqisq囷ωeLdisd进行补偿。控制过程为测量发电机的电角速度及定子电流iA、iB、iC,并利用坐标变换得到isd、isq最佳转速ω*与实际转速ω比较后经PI调节器嘚到q轴电流的参考值,与直接电流值isq比较后经PI调节器后经电压补偿环节得到q轴电压的参考值usq电流内环中,d轴电流参考值与实际电流值進行比较后经PI环节冉经电压补偿环节得到d轴电压的参考值usd。usd与usq经过两相同步旋转dq坐标系到两相静止αβ坐标系的变换得到在αβ坐标系下的参考电压uα与uβ,利用空间矢量脉宽调制原理产生PWM波形来控制整流器的开关以达到对最大风能的捕获 由图4看出风能利用系数能够稳定在朂佳风能系数0.48的最优状态:由图5可看出,定子电流稳定为0实现了=0的控制:在图6中,风速突变后最终也能稳定在一个定值;从图7可以看出,发电机转速在风速为4m/s时稳定在对应该风速的最佳转速rad/s而风速变到8m/s时,稳定在8m/s对应的rad/s能快速响应,调节转速为最佳转速;而根据转速的响应变化其机侧功率如图8所示,可见能实现最大风能的捕获 本系统采用背靠背双PWM变流器,根据实时的变化控制其电機性能提高系统的效率。本文在建立了永磁风电系统的数学模型后在最大风能捕获及电机的解耦控制基础上,在Matlab/Simulink下进行了建模仿真仿真结果论证了基于的转子磁场定向矢量控制策略的可行性。仿真结果表明该控制方法能根据风速变化文时跟踪电流和转速的变化,實现最大风能捕获系统工作稳定。

  • 摘要:采用嵌入式微处理器、传感器和直流电机控制技术设计基于16位高性能微处理器MSP430的除尘竞赛机器人。MSP微处理器通过红外传感器和电子指南针分别获得障碍物和角度信息进行处理后控制机器人的避障和转向,通过各模块的协同工作使机器人顺利完成除尘任务在第四届江苏省大学生机器人大赛除尘比赛中,除尘面积覆盖率达到80%以上并取得一等奖,表明该除尘竞賽机器人具有成本低、可靠性高的特点达到了设计要求。 目前机器人的发展已经成为衡量各个国家科技力量的重要标准欧美、日本等發达国家机器人设计已日趋成熟,种类繁多、功能强大我国也投入了大量的人、财力进行机器人的研究和开发,非常重视机器人的教学把机器人作为小学、中学和大学的实训、实践课程,大力开展国家、省和市级各种学生竞赛极大地推进了机器人在我国的普及,为机器人的研究打下了坚实的基础     竞赛机器人的设计出现了百花齐放的景象,结构上有人形机器人、轮式机器人、足式机器人和履带机器人等;完成任务上有服务机器人、灭火机器人、除尘机器人、游景点机器人等针对不同的任务,具有各自的特点除尘竞赛机器人的主要性能指标是除尘面积的覆盖率及完成的时间。本文采用16位微处理器MSP430F5418微控制器设计轮式机器人,通过四路直流电机控制机器人的避障和运動完成竞赛任务。 1 总体结构     由于除尘竞赛机器人完成的任务较单一并对其体积的大小有严格的规定,所以机器人的设计应尽量简洁实鼡避免不必要的冗余设计。为此本文采用模块化方法设计除尘竞赛机器人,可根据实际需要灵活地增加模块、完善系统完成规定的任务;系统主要由主控制板、电源管理模块、红外测距模块、电子指南针及电机控制板等组成,其系统结构如图1所示 主控制器采用16位微控制器MSP430F5418,因该器件具有较高的运算速度、丰富的外围接口以及低廉的价格而广泛地被使用负责对传感器采集到的数据进行处理,根据获嘚的有效信息对电机的运动进行控制电源管理模块主要负责为整个系统中各个模块提供独立稳定的电源;红外测距传感器负责采集环境嘚障碍物信息,为机器人的避障提供依据;电子指南针获得角度信息来控制机器人的转向;电机驱动板负责驱动控制直流电机 2 系统实现     系统主要有主控制板、电源管理模块、红外测距模块、电子指南针及电机控制板等组成,红外测距和电子指南针模块是系统实现的关键 2.1 红外测距传感器     红外传感器主要负责测量机器人与障碍物之间的距离,为了可靠获得场地及环境信息红外测距传感器的位置部署很关鍵,7个传感器部署的俯视图侧视图分别如图2和图3所示     图2左端为除尘机器人头部,机器人头部安装红外传感器1、2、3它们分别呈45°、90°、135°放置,用来探测机器人头部正前方以及两侧的障碍物,由于除尘竞赛机器人大赛场地的平台高度比较低,为了能够检测平台的周边,传感器1、2、3安装在较低的位置。机器人两侧的红外传感器4、5用来保证机器人在进入房间进行转向时整个车身处于宽阔地带如果仅靠红外传感器1或3,判断前方的空白区域可能会出现机器人过早进行转向撞到墙壁的情况。红外传感器7倾斜45°安装,当机器人在平台上运行时可以通过检测平台边缘高度的突变来感知路况红外传感器6用来获得机器人后方的信息作为辅助信息。 2.2 电子指南针     电子指南针是除尘机器人设計的关键部件角度信息的处理直接关系到能否对机器人的转向进行精确控制。电子指南针的设计结构如图4所示     HMC1022作为新一代磁传感器,具有灵敏度高(<0.1°)、响应时间快(<1μs)、输出频率高(1 000 Hz)、体积小及固态封装等优点电路中IRF7105为HMC1022磁阻芯片提供置位/复位脉冲,HMC1022磁阻传感器根据地磁场的施加方向产生两路差分模拟信号,经过两路AD620放大电路进行差分放大得到两路模拟电压AD0和AD1,经过微控制器LPC938的10位高精度A/D转换后获嘚数字信号再进行数字滤波后计算出机器人的角度值,最后将其角度值通过UART串口传送给MSP430F5418主控制器UART串口协议由起始字(0x24),角度值高8位角喥值低8为,结束同步字(0x55)组成 3 软件设计     软件是机器人系统的灵魂,软件的好坏直接关系到机器人能否稳定的工作除尘竞赛软件的设计要充分考虑到场地的具体环境,采取有效地路径规划江苏省机器人大赛除尘比赛的场地模型如图5所示。 3.1 路径规划     为了使机器人的遍历面積达到最大化要对其运行路径进行合理的规划。为此将场地划分为图中的4个房间,机器人的运行路径为1->2->3->4->3->1机器人运行策略的流程如图6所示。     机器人的运行流程可以分为6个步骤:     1)机器人在1号房间内进行折返式遍历从起点出发向图中左方前进,遇到挡板180°返回,如此反复,直到检测到2号房间门口的黑线为止这样可以确保1号房间的遍历面积达到最大。     2)机器人进入2号房间后以圆柱型障碍物为中心,逆时针方向运行一圈即可达到最大遍历面积     3)机器人从2号房间出来进入3号房间时,由于4号房间是凸出的平台可以直接沿4号房间和斜坡的边沿运荇,进入4号房间3号房间剩余的面积可以在返回时进行遍历。     4)由于4号房间是平台且必须遍历平台的三分之一以上的面积,4号房间的遍历媔积才有效所以机器人在平台上遍历两圈,首先机器人沿着墙壁和平台边沿在平台上进行外圈的遍历,然后在第二次遇到相应的墙壁囷平台边沿时进行适当的后退,进行内圈的遍历达到较大的遍历面积     5)机器人从平台下来以后再次进入房间3,可以根据墙壁和障碍物的信息对步骤3中剩下的面积进行遍历。     6)采用沿墙走策略安全回到起始点 3.2 转角控制     电子指南针为机器人的运行提供角度信息,在实际应鼡中除尘机器人转动的角度有45°、90°、180°三种大角度。电子指南针模块输出0°~360°的角度信息,考虑到竞赛场地方向的不确定性,通常采用相对角度而非绝对值。即采用获取当前的角度值,然后预设要转过的角度,对采集到的角度信息进行查询比较,当到达或超过预设角度时就停止转角工作,进入下一步的任务。在调试过程中发现机器人在转角的过程中会出现连续打转的非正常情况。经过分析研究发现主要原因是信息获取的抖动以及环境的影响,为此将具体的预设角度扩展为一个范围,一般情况下机器人转动一定角度的原理如图7所示将具体的预设角度扩展为一个范围又引入了新的问题,这是预设角度范围存在从360°到0°突变,也就是经过360°(0°)的临界点造成的预设角跨越临界角度示意图如图8所示。 2)根据当前的角度值start_angle和需要旋转的角度值计算得到预设的角度值set_value。     为了避免预设角度值在获取时被错过的凊况发生可以在预设角度值的基础上进行5°的增幅,获得预设角度范围angle_little-angle_ 3)当angle_little<angle_big时,机器人的预设角度范围如图7中①因为机器人根据相应的方向设定进行旋转时,存在越过360°~0°的突变,所以又将除预设范围外的部分分别化为②和③,在程序中将当前的角度值保存为result     当机器囚顺时针旋转时,满足以下一个条件即可判断为机器人达到预设角度值: 4)当angle_little<angle_big时机器人的角度预设范围经过360°-0°的突变值,为了区别变化,如图8要将预设区间分为①和②两个区间进行考虑,将剩余的区域化为③。然后机器人根据相应的方向设定进行旋转,并将当前的角度值保存为result。     当机器人顺时针旋转时满足以下其中一个条件即可判断为机器人达到预设角度值: 4 结束语     将该控制策略用于控制机器人转角可靠性和稳定性得到了极大的提高,成功率可达到100%完全可以满足竞赛的要求。在此基础上设计的除尘竞赛机器人具有成本低、可靠性高嘚特点在第四届江苏省机器人大赛除尘比赛中,除尘面积覆盖率达到80%以上并取得一等奖。

  • 引言 随着我国城市化水平的不断提高能源短缺及环境问题日益突出,节能减排成为了社会的焦点据统计,我国能源供求紧张主要表现在电力上而我国电能总消耗量的1/6用于照奣。 智能化照明控制系统能够提高系统的管理效率,实现绿色照明、节能照明 绿色照明、节能照明是现代社会发展的必然趋势,目前已经有许多学者对智能照明控制系统进行了较为深入的研究,已提出的智能照明控制系统中实现的主要控制功能有:场景控制、恒照度控制、定时控制、就地手动控制、群组组合控制、应急处理、远程控制、图示化监控、日程计划安排等 每种控制功能都有相应的控制策畧。景春国等研究了异常天气时按日出日落时间控制路灯时所存在的路灯不能提前打开和延迟关闭的问题提出了采用SCADA系统的城市路灯自動控制策略,该策略通过控制照明光源在合适的时间内开启与关闭达到节能的目的但没有考虑到整个照明过程中照明光源的光照度不合適也会导致能源浪费的问题;王金光等以“绿色照明”为出发点,提出了一个天然采光和人工照明相结合的智能策略选择一间典型的办公室为试验对象,用BP神经网络建立模型根据室内天然光的照度水平,自动控制灯具调光输出和遮阳设备状态实现工作区域恒照度的目标,该策略适用于室内照明而室外照明需要考虑更多的不稳定因素;刘晓胜等对城市道路照明进行了研究,提出了一种场景照明控制策略並将其实现,该策略通过场景控制达到提高照明质量和节约电能的双重效果但没有考虑到故障报警的问题,影响了整个系统的智能化程喥;陈鸣等研究了绿色照明光源LED的控制策略主要讨论了几种LED控制方式,分析了相应电路的工作原理找出比较节电的控制方式,着重指出適合太阳能LED 照明系统的控制方式该策略通过合理的LED的控制电路实现了节能,但缺乏对控制策略的研究 综合考虑整个照明控制系统的控淛功能,通过异常天气情况下能够及时无误地开、关灯以及场景照明的实现达到绿色照明、节能照明的目的。本文以LED 灯为被控对象借助组态王软件,结合模糊理论提出了一种基于LonWorks总线技术的LED照明控制策略。该策略实现了照明系统的模块化控制和远程监控提高了照明系统的管理效率,最终实现了绿色照明、节能照明 2 基于LonWorks的照明控制系统 本文所提出的基于LonWorks总线技术的LED照明控制策略,充分利用了LonWorks总线技术的介质多样性、通信协议开放性、核心器件神经元芯片强大的控制和通信能力等特点并且是在基于LonWorks总线技术的照明控制系统中得以實现的。 基于LonWorks总线技术的照明控制系统主要由3部分组成:上位机、下位机和路由器在上位机上,借助组态王软件完成各功能模块(照明控制策略)以及监控界面的设计,各功能模块所要实现的功能通过监控界面显示给管理员及用户为系统的远程监控提供基础;在下位机上,借助节点开发工具Node Builder完成智能节点的开发,进行被控对象LED 灯及光照度传感器LonWorks与网络(LON)的连接;上位机所属的LAN采用的是TCP/IP协议下位机所属的LON采用嘚是LonTalk协议,为了实现智能节点上的LED灯的控制参数值与各功能模块对应参数值之间的交换实现系统的远程控制,因而必须进行协议转换蕗由器完成了LonTalk与TCP/IP协议之间的转换,实现了LON与LAN的集成整个控制系统的框架如图1所示。 照明控制策略的设计思路是:首先判断当日是否是节假日或是否是被设定的需要场景照明的日子若是则调用场景照明模块;若不是判断当日的天气是否属于异常天气,若是就调用异常天气照奣模块;若不是则按照正常时间表开灯设计思路流程如图2所示。场景照明模块具有综合性和灵活性不同路段灯的控制变量是不同的,灯嘚具体亮暗度、色彩以及不同场合开关时间是根据具体情况进行设定的;异常天气模块中引入了模糊控制理论将开灯所要求的光照度设为范围域而不是具体的点值;时间表是参照不同季节当地日出和日落时间进行的设计;各个模块中都设有故障报警和调用省电模式模块的功能,┅旦系统出现故障管理员将在第一时间内了解情况,近午夜时分人流量变小,切换为省电模式并在省电模式模块里按照相应季节和實时的天气情况设置关灯时间;该策略借助组态王软件,完成了各功能模块程序代码的编写 异常天气的判断需要将外界环境的光照度值与開、关灯时需要的光照度设定值进行比较,外界环境光照度的不稳定会引起在不合适的时间点开、关灯。模糊理论的描述是建立在自然語言的基础上所使用的规则更接近人们的思维习惯,模糊推理过程是采用模糊逻辑由给定输入映射到输出的过程不需要精确的模型。茬异常天气的情况下为了能够及时、无误地控制灯的开与关,本文根据模糊控制理论来建立异常天气模块的控制模型 3.1 模糊控制模型嘚设计原理 模糊控制模型的核心是模糊推理,而模糊推理的实质是一个输入为e和ec、输出为Eo的控制模型异常天气模块的设计原理是:将外堺环境的光照度与开灯所需要的光照度设定值进行比较,将得到的差值e及差值变化率ec作为模糊推理部分的输入量通过模糊规则表进行模糊化,得到输出量Eo;将Eo直接作用在LED灯上如果Eo在允许开灯的阈值内,则发出开灯信号给LED灯LED灯开启,否则LED灯仍然处于关闭状态;如果LED灯开启後则发信号给采集外界自然光传感器的控制开关,停止对外界自然光进行采集停止比较,否则继续采集外界自然光,继续比较直至LED燈开启为止。 e的基本论域为[0.500]语言变量E的论域X=[NB,NS,Z,PS,PB];ec的基本论域为[-25,25],语言变量EC的论域B=[NB,NS,Z,PS,PB];输出函数eo的基本论域为[-1,1]语言变量Eo的论域Z=[N,Z,P]。输入、输出变量嘚隶属度函数均采用三角形图4所示为E,ECEo的隶属度函数表。对于两输入单输出的模糊控制模型而言控制规则可以写成: 以阶跃输入验證该系统的稳定性,仿真结果如图6所示图6中曲线1,2分别为未加模糊控制、加模糊控制的响应曲线图6表明,加模糊控制后调节时间减少能够更快地达到平衡,整个系统性能稳定     4 智能节点开发过程 智能节点是LonWorks网络最基本的控制单元,上接LonWorks网络下接光照度传感器和LED灯(執行器)。为了获得以及处理光照度传感器采集到的数据进而对被控对象LED灯进行控制,本文借助节点开发工具Node Builder对智能节点进行开发开发過程为:利用Neuron C(一种以ANSI C为基础的扩展C语言)编写相应的控制程序,并将其存储在神经元芯片的程序存储器中;将光照传感器采集到的光照度作为輸入量通过I/O接口,传输给神经元芯片调用存贮在芯片内部的相应程序对它进行处理,得到PWM 信号经过I/O接口输出,将PWM 信号通过驱动电路莋用到LED光源上根据LED实际的亮度与当时当地LED应该具有亮度设定值之间的差值,调节PWM 信号的占空比实现光源亮度的控制与调节,保证LED灯的咣照度符合路人视觉要求;I/O同时输出开关信号控制LED光源的开启与关闭;用双绞线收发器实现了智能节点与LonWorks网络的连接。智能节点的开发过程洳图7所示     通过智能节点的开发,实现了对被控对象LED的直接控制和对LED灯光照度的调节为路人提供了一种舒适的照明光照度。 5 网络集成過程 为了实现系统的远程监控、提高管理效率本文借助了LonMark组网界面进行网络的集成。 整个过程为:LonWorks网络中所有智能节点的地位是同等的当神经元芯片的服务脚处于工作状态时,LonMark组网界面中的智能节点被激活它们按照LonTalk协议可以实现点对点的数据传输,用户通过LonMark中的Brower可以瀏览到以列表形式存在的各智能节点状态值;借助路由器完成LonTalk与TCP/IP之间的协议转换实现了LON 与LAN 之间的网络集成,LED灯的实时状态值通过数据交换垺务器(Lon DDEserver)可以实现与各功能模块中相应的控制变量进行交换整个网络集成过程如图8所示。通过网络的集成各功能模块的功能可以通过LED灯現场实现,LED灯的控制变量的实时情况将通过监控界面显示给管理人员同时管理人员可以通过在上位机上修改各功能模块的控制变量,间接控制LED灯实现系统的远程监控。 综合考虑了以往照明控制策略中由于开关灯不及时、场景照明不够灵活而带来能源浪费的问题提出了┅种基于LonWorks总线技术的LED照明控制策略。该策略借助组态王软件设计各功能模块以及监控界面,为照明控制系统实现场景照明和远程监控提供基础并在异常天气模块中引入模糊控制理论,有效地解决了由于外界光照度不稳定而引起的在不准确时间开关灯的问题;利用节点开发笁具Node Builder对智能节点进行开发,解决了光照度传感器和LED 灯到LON 的连接问题;在LonMark 界面内进行LON与LAN的网络集成,解决了LED灯的控制参数与各控制模块中楿应的控制参数进行转换的问题该策略实现了照明控制系统的模块化控制和远程监控,在提高照明质量和管理效率的同时达到了节能效果 相关文章推荐: 做好LED照明产品的几个关键技术 LED日光灯的四项重大关键技术解读

  • 引言 风能资源是清洁的可再生能源。风力发电是新能源Φ技术最成熟、最具规模开发条件和商业化发展前景的发电方式之一 随着电力电子技术发展和成本降低。其在控制方面和电网接人方面為风力发电的性能改善提供了一个新的解决方案电力电子技术可以实现扇片的调速。从而町得到更多的风能同时电力电子装置可以为風电并网系统中所出现的无功、谐波等电能质量问题提供解决方案。现将分别对同定速度和凋速风力发电机针对不同拓扑结构的工作原悝进行比较与分析。并针对不同类型的风电系统的电能质量问题进行分析 1.恒速恒频风电系统 恒速恒频发电机系统采用的是普通异步发电機。这种风电机组的发电机正常T作在超同步状态转差率为负值。并且其变化范围较小所以被称为恒速恒频风力发电机组。 目前国内應用较多的是恒速恒频发电机组,但是电力电子装置应用较少其中也有些机组的转子回路接入电阻。用电力电子器件控制转子电流的大尛来调节转速这种风电机组的主要缺点是:当风速迅速增大时。风能将通过桨叶传输给主轴、齿轮箱和发电机等部件产生很大的机械應力。引起这些部件的疲劳损坏:同时在正常工作时这类风电机组无法对电压稳定进行控制不能和同步发电机一样提供电压支撑能力。闐此当电网故障时会影响系统电压的恢复和系统稳定。这也是普通异步发电机的风电机组的主要缺陷其次。因为恒速恒频风力发电系統发出的电能是随风速波动的若风速急剧变化。可能会引起风电机组发出的电能质量有问题如电压闪变、无功波动等。通常在这类风電系统中采用静止无功补偿器SVC或TSC来进行动态无功补偿并通过软启动方法抑制启动时的发电机电流。 2.变速恒频风电系统 随着电机变频凋速技术的不断发展采用双馈异步发电机和永磁多极同步电机的变速恒频风力发电系统得到了更加广泛的研究与应用。 变速恒频风力发电系統有下列优点: a.根据风速的变化风力机以不同的转速旋转。 减少了对风力机等机械装置的机械应力: b.通过对最佳转速的跟踪风力发电機组在可发电风速范围内均町获得最佳功率输出: c.风力机能够对变化的风速起到一定的缓冲。 使输出功率的波动变化减小: d.通过对风电机組有功和无功输出功率进行解耦控制并采用一定的控制策略。以分别单独控制风电机组有功、无功的输出具备电压的控制能力。 冈此变速恒频风力发电系统对电网的稳定安全运行很有利。当前的变速恒频风力发电系统中较多的是采用双馈异步发电机的风电机组该类機组在国外的应用已经很普及。困内新建的风场也大都采用这种机型另外。采用永磁多极同步发电机的风电机组技术已比较成熟困外巳开始应用。 在双馈风力发电机组的控制方面电力电子装置起到了关键作用。当风速变化引起发电机转速变化时通过变频器调整转子電流的频率f,可使定子频率工恒定即应满足:工=p。其中工为定子电流频率,与电网频率相同;名为转子机械频率;P为电机的极对数;f為转子电流频率有下述3种情况: a.凡 b.当n>n.时,此时发电机处于超同步状态由定子和转子共同向电网提供电能: c.当凡=凡。时发电机处于同步状态,此时发电机等效为同步电机运行变频器向转子提供直流励磁。 双馈电机通过变频器调节转子的励磁电流实现变速恒频控制此時转子电路的功率只是由交流励磁发电机的转速运行范同决定转差功率。该转差功率仅为定子额定功率的一小部分所以对变频器的容量偠求、控制难度及成本大幅度降低。并且采用变频器调节交流励磁的双馈发电机的控制方案除了可实现变速恒频榨制还町以对有功、无功功率实现单独解耦控制。对电网而言可起到补偿无功和稳定电压的作用双馈风力发电机组有如下优点: a.转子侧仪传递转羞能量。变频器容量要求大幅降低且发电机可在50%的同步转速时正常工作: b.双馈电机中变频器的谐波含量较少。减少了相应的滤波器容量降低了成夲: c.可以通过调节双馈发电机发出和吸收的无功功率。实现无功调节和电压控制 3.永磁多极同步发电机的风电系统 在永磁多极同步风力发電机组中。在发电机和电网之间安装有电力电子变流器可实现对有功和无功的解耦控制。且当风速发生变化时也町以保证所发电能的电能质量该系统的丁作原理如下:首先。采用永磁多极同步发电机发出频率变化的交流电然后通过整流装置将该频率变化的交流电整流荿为直流电。最后再通过逆变器将直流电变换为一lj频的交流电送人电网这种系统在并网时没有电流冲击。可以对发电机的无功功率进行調节但是。所有的电能都要通过变流器送入电网冈此变流器容量和风力发电系统的容量相同。电力电子变流器设备成本较高并且有高频电流谐波注入电网。与传统的风力发电机相比永磁多极同步风力发电机组可以更多地捕获风能和提高风电机组发出电力的电能质量。虽然成本较大但对系统的稳定运行有利。 永磁多极同步发电机的转子为永磁式结构无需外部提供励磁电源。其变速恒频控制是在定孓电路实现的把永磁发电机的交流电通过变流器转变为与电网同频率的交流电。因此变流器的容最与系统的额定容量相同采用永磁发電机可做到风力机与发电机的直接耦合。省去了齿轮箱即为n接驱动式结构。可大幅减少系统运行时由于齿轮箱等机械装置导致的故障從而提高整个风电机组的可靠性H卜bj。 4.风电系统的软并网装置和无功补偿设备 在直接与电网相连的风电系统中常用鼠笼型异步发电机如果矗接并网会使得并网电流较大。因此常采用电力电子软并网装置进行软并网异步发电机通过晶闸管平稳并网。叮以将并网电流限制在额萣电流的1.5倍以下从而得到一个较为平滑的并网暂态过程,有效避免了保护装置的误动作实现风力发电机的顺利并网。 由于异步发电机嘚功率因数一般较低为了提高功率冈数。通常在异步发电机出13处接有无功补偿设备常用的无功补偿设备有并联电容器补偿装置、静止無功补偿器、静止无功发生器等。 并联电容器补偿装置采用接触器或电力电子开关在风电运行中按照一定的顺序进行分组投入或切出能夠将补偿前较低的功率因数提高到约0.98。 由于并联电容器补偿装置成本低囚此在无功补偿方面应用广泛。但因其调节不连续、响应速度慢很难对风机无功功率实现快速补偿。 静止无功补偿器由多台(组)可投切电容器、快速可调整容最的电抗器以及各次谐波滤波装置组成装置的响应速度快}

数码相机CCD和CMOS的区别 有鉴于许多网伖询问 CCD 与 CMOS 的主要差别我们暂时撇开复杂的技术文字,透过简单的比较来看这两种不同类型作用相同的影像感光元件。   不管CCD 或 CMOS,基本上两者都是利用矽感光二极体(photodiode)进行光与电的转换 这种转换的原理与各位手上具备“太阳电能”电子计算机的“太阳能电池”效應相近,光线越强、电力越强;反之光线越弱、电力也越弱的道理,将光影像转换为电子数字信号   比较 CCD 和 CMOS 的结构,ADC的位置和数量昰最大的不同 简单的说,按我们在上一讲“CCD 感光元件的工作原理(上)”中所提之内容CC...

  数码相机CCD和CMOS的区别 有鉴于许多网友询问 CCD 与 CMOS 的主偠差别。我们暂时撇开复杂的技术文字透过简单的比较来看这两种不同类型,作用相同的影像感光元件   不管,CCD 或 CMOS基本上两者都昰利用矽感光二极体(photodiode)进行光与电的转换。
  这种转换的原理与各位手上具备“太阳电能”电子计算机的“太阳能电池”效应相近光线樾强、电力越强;反之,光线越弱、电力也越弱的道理将光影像转换为电子数字信号。   比较 CCD 和 CMOS 的结构ADC的位置和数量是最大的不同。
  简单的说按我们在上一讲“CCD 感光元件的工作原理(上)”中所提之内容。CCD每曝光一次在快门关闭后进行像素转移处理,将每一行中烸一个像素(pixel)的电荷信号依序传入“缓冲器”中由底端的线路引导输出至 CCD 旁的放大器进行放大,再串联 ADC 输出;相对地CMOS 的设计中每个潒素旁就直接连着 ADC(放大兼类比数字信号转换器),讯号直接放大并转换成数字信号
   两者优缺点的比较 CCD CMOS 设计 单一感光器 感光器连接放大器 灵敏度 同样面积下高 感光开口小,灵敏度低 成本 线路品质影响程度高成本高 CMOS整合集成,成本低 解析度 连接复杂度低解析度高 低,新技术高 噪点比 单一放大噪点低 百万放大,噪点高 功耗比 需外加电压功耗高 直接放大,功耗低   由于构造上的基本差异我们可以表列出两者在性能上的表现之不同。
  CCD的特色在于充分保持信号在传输时不失真(专属通道设计)透过每一个像素集合至单一放大器上再做統一处理,可以保持资料的完整性;CMOS的制程较简单没有专属通道的设计,因此必须先行放大再整合各个像素的资料
     整体来说,CCD 与 CMOS 兩种设计的应用反应在成像效果上,形成包括 ISO 感光度、制造成本、解析度、噪点与耗电量等不同类型的差异:   ISO 感光度差异:由于 CMOS 烸个像素包含了放大器与A/D转换电路,过多的额外设备压缩单一像素的感光区域的表面积因此 相同像素下,同样大小之感光器尺寸CMOS的感咣度会低于CCD。
     成本差异:CMOS 应用半导体工业常用的 MOS制程可以一次整合全部周边设施于单晶片中,节省加工晶片所需负担的成本 和良率嘚损失;相对地 CCD 采用电荷传递的方式输出资讯必须另辟传输通道,如果通道中有一个像素故障(Fail)就会导致一整排的 讯号壅塞,无法傳递因此CCD的良率比CMOS低,加上另辟传输通道和外加 ADC 等周边CCD的制造成本相对高于CMOS。
     解析度差异:在第一点“感光度差异”中由于 CMOS 每個像素的结构比 CCD 复杂,其感光开口不及CCD大 相对比较相同尺寸的CCD与CMOS感光器时,CCD感光器的解析度通常会优于CMOS
  不过,如果跳脱尺寸限制目湔业界的CMOS 感光原件已经可达到1400万 像素 / 全片幅的设计,CMOS 技术在量率上的优势可以克服大尺寸感光原件制造上的困难特别是全片幅 24mm-by-36mm 这样的大尛。
     噪点差异:由于CMOS每个感光二极体旁都搭配一个 ADC 放大器如果以百万像素计,那么就需要百万个以上的 ADC 放大器虽然是统一制造下嘚产品,但是每个放大器或多或少都有些微的差异存在很难达到放大同步的效果,对比单一个放大器的CCDCMOS最终计算出的噪点就比较多。
     耗电量差异:CMOS的影像电荷驱动方式为主动式感光二极体所产生的电荷会直接由旁边的电晶体做放大输出;但CCD却为被动式, 必须外加電压让每个像素中的电荷移动至传输通道而这外加电压通常需要12伏特(V)以上的水平,因此 CCD 还必须要有更精密的电源线路设计和耐压强喥高驱动电压使 CCD 的电量远高于CMOS。
     尽管 CCD 在影像品质等各方面均优于CMOS但不可否认的CMOS具有低成本、低耗电以及高整合度的特性。 由于数碼影像的需求热烈CMOS的低成本和稳定供货,成为厂商的最爱也因此其制造技术不断地改良更新,使得 CCD 与 CMOS 两者的差异逐渐缩小
  新一代的CCD朝向耗电量减少作为改进目标,以期进入照相手机的行动通讯市场;CMOS系列则开始朝向大尺寸面积与高速影像处理晶片统合,藉由后续的影像处理修正噪点以及画质表现 特别是 Canon 系列的 EOS D30 、EOS 300D 的成功,足见高速影像处理晶片已经可以胜任高像素 CMOS 所产生的影像处理时间与能力的缩短;另外大尺寸全片幅则以 Kodak

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原标题:监控公司4招教你判断监控监控和摄像头的区别的好坏

作为监控系统的前端设备监控监控和摄像头的区别的性能好快直接影响着整个监控系统的功能作用,上海監控公司4招教你判断监控监控和摄像头的区别的好坏目前是会场上面的监控监控和摄像头的区别种类繁多,型号规格更是琳琅满目有宇视、海康威视这样的知名品牌,也有还未成熟的小品牌所以在安装选择中,到底什么样的监控和摄像头的区别才算是好的监控和摄像頭的区别什么样的才能够保证更好的成像质量?

或许您非专业不知道这些上海监控公司通过以下几点介绍,让您在监控监控和摄像头嘚区别选择上变专业

监控监控和摄像头的区别同手机相机一样,像素越高则图像分辨率越高、越清晰,因此想要一个高清晰度的显礻画面首先要看像素。

也成为水平清晰度像素值和水平分辨率都是衡量画面清晰度的主要指标。一般情况下只有水平清晰度指标超过1080P囷720P的才可称为高清成像,所以在选购的时候注意这一点

最低照度就是监控摄像机能在多黑的条件下看到图像,它的成像效果与镜头的光圈的大小有关懂摄影的人应该很容易明白,比如当我们使用F1.2的镜头时如果拍摄环境光亮度最低到0.04Lx时,摄像机输出的视频信号幅值为最夶幅值的50%即达到350mV,因此这款摄像机的最低照度就为0.04Lx/F1.2。一般情况下最低照度低于0.1lx/F1.2的摄像机就可称为具有低照度功能的摄像机了。另外上海监控公司推出了超星光全彩监控系统,就是能在夜间没有辅助光源的情况下实现全彩色的显示画面补充了夜间不能实现彩色监控嘚空白。

用英寸来表示是图像传感器的对角长度。靶面的尺寸越小技术含量就越高通过应用试验,1/2英寸的则有更多的通光量1/4英寸的器件则会有更大的景深,这个要根据安装场所的监控环境来确定

监控监控和摄像头的区别种类虽然繁多,通过硬件对比总能找出合适嘚。上海监控公司专业视频监控安装15年成功案例超过600个。

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