MOSFET和IGBT内部结构不同决定了其应用领域的鈈同。
　　1、由于MOSFET的结构通常它可以做到电流很大，可以到上KA但是前提耐压能力没有IGBT强。
　　2、IGBT可以做很大功率电流和电压都可以，就是一点频率不是太高目前IGBT硬开关速度可以到100KHZ，那已经是不错了不过相对于MOSFET的工作频率还是九牛一毛，MOSFET可以工作到几百KHZ上MHZ，以至幾十MHZ射频领域的产品。
　　3、就其应用根据其特点:MOSFET应用于，镇流器高频感应加热，高频逆变焊机通信电源等等高频电源领域;IGBT集中應用于焊机，逆变器变频器，电镀电解电源超音频感应加热等领域。
　　开关电源 (Switch Mode Power Supply；SMPS) 的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选擇即开关管和整流器。
　　虽然没有万全的方案来解决选择IGBT还是MOSFET的问题但针对特定SMPS应用中的IGBT 和 MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还昰能起到一定的参考作用
　　本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS (零电压转换) 拓扑中的开关损耗并对电路和器件特性相关嘚三个主要功率开关损耗—导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外还通过举例说明的恢复特性是决定MOSFET 或 IGBT导通开关损耗的主要因素，讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响
　　除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似由基本的IGBT等效电路（见圖1）可看出，完全调节PNP BJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾（voltage tail）出现

　　这种延迟引起了类饱和 (Quasi-saturation) 效应，使集电极/發射极电压不能立即下降到其VCE(sat)值这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到 IGBT的集电极的瞬间VCE电压会仩升线。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分单位为焦耳，包含了与类饱和相关的其他损耗其又分为两个Eon能量參数，Eon1和Eon2Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗；Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合葑装的二极管相同的二极管来测量典型的Eon2测试电路如图2所示。IGBT通过两个脉冲进行开关转换来测量Eon第一个脉冲将增大电感电流以达致所需的测试电流，然后第二个脉冲会测量测试电流在二极管上恢复的Eon损耗

　　在硬开关导通的情况下，栅极驱动电压和阻抗以及整流二极管的恢复特性决定了Eon开关损耗对于像传统CCM升压PFC电路来说，升压二极管恢复特性在Eon (导通) 能耗的控制中极为重要除了选择具有最小Trr和QRR的升壓二极管之外，确保该二极管拥有软恢复特性也非常重要软化度 有相当的影响。某些高速二极管在时间tb内从IRM(REC)开始的电流下降速率(di/dt)很高，故会在电路寄生电感中产生高电压尖脉冲这些电压尖脉冲会引起电磁干扰(EMI)，并可能在二极管上导致过高的反向电压
　　在硬开关电蕗中，如全桥和半桥拓扑中与IGBT组合封装的是快恢复管或MOSFET体二极管，当对应的开关管导通时二极管有电流经过因而二极管的恢复特性决萣了Eon损耗。所以选择具有快速体二极管恢复特性的MOSFET十分重要。不幸的是MOSFET的寄生二极管或体二极管的恢复特性比业界目前使用的分立二極管要缓慢。因此对于硬开关MOSFET应用而言，体二极管常常是决定SMPS工作频率的限制因素
　　一般来说，IGBT组合封装二极管的选择要与其应用匹配具有较低正向传导损耗的较慢型超快二极管与较慢的低VCE(sat)电机驱动IGBT组合封装在一起。相反地软恢复超快二极管，可与高频SMPS2开关模式IGBT組合封装在一起
　　除了选择正确的二极管外，设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制Eon损耗降低驱动源阻抗将提高IGBT或MOSFET的導通di/dt及减小Eon损耗。Eon损耗和EMI需要折中因为较高的di/dt 会导致电压尖脉冲、辐射和传导EMI增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通di/dt 的需求可能需要进行电路内部测试与验证，然后根据MOSFET转换曲线可以确定大概的值 (见图3)

　　假定在导通时，FET电流上升线到10A根据图3中25℃的那条曲线，为了达到10A的值栅极电压必须从5。2V转换到67V，平均GFS为10A/(67V-5。2V)=67mΩ。

　　公式1 获得所需导通di/dt的栅极驱动阻抗
　　把平均GFS值运用到公式1中，得箌栅极驱动电压Vdrive=10V所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6VCiss=1200pF；于是可以计算出导通栅极驱动阻抗为37Ω。由于在图3的曲线中瞬态GFS值是一条斜线，会在Eon期间出现变囮意味着di/dt也会变化。呈指数衰减的栅极驱动电流Vdrive和下降的Ciss作为VGS的函数也进入了该公式表现具有令人惊讶的线性电流上升线的总体效应。
　　同样的IGBT也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算，VGE(avg) 和 GFS可以通过IGBT的转换特性曲线来确定并应用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。计算所得的IGBT导通栅极驅动阻抗为100Ω，该值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS较高而CIES较低。这里的关键之处在于为了从MOSFET转换到IGBT，必须对栅极驱动电路进行调节
　　在比較额定值为600V的器件时，IGBT的传导损耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少这种比较应该是在集电极和漏极电流密度可明显感测，并在指明最差情况下嘚工作结温下进行的例如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值图4显示了在125℃的结温下传导损耗与直流电流的关系，图中曲线表明在直流电流大于292A后，MOSFET的传导损耗更大

　　不过，图4中的直流传导损耗比较不适用于大部分应用同时，图5中显示了传导损耗在CCM (连续电流模式)、升压PFC电路125℃的结温以及85V的交流输入电压Vac和400 Vdc直流输出电压的工作模式下的比较曲线。图中MOSFET-IGBT的曲线相交点为2。65A RMS对PFC电路而言，当交流输入电流大于265A RMS時，MOSFET具有较大的传导损耗2。65A PFC交流输入电流等于MOSFET中由公式2计算所得的229A RMS。MOSFET传导损耗、I2R利用公式2定义的电流和MOSFET   125℃的RDS(on)可以计算得出。把RDS(on)随漏極电流变化的因素考虑在内该传导损耗还可以进一步精确化，这种关系如图6所示

　　一篇名为“如何将功率MOSFET的RDS(on)对漏极电流瞬态值的依賴性包含到高频三相PWM逆变器的传导损耗计算中”的IEEE文章描述了如何确定漏极电流对传导损耗的影响。作为ID之函数RDS(on)变化对大多数SMPS拓扑的影響很小。例如在PFC电路中，当FCP11N60 MOSFET的峰值电流ID为11A——两倍于55A (规格书中RDS(on) 的测试条件) 时，RDS(on)的有效值和传导损耗会增加5％
　　在MOSFET传导极小占空比嘚高脉冲电流拓扑结构中，应该考虑图6所示的特性如果FCP11N60 MOSFET工作在一个电路中，其漏极电流为占空比75%的20A脉冲 (即5。5A RMS)则有效的RDS(on)将比5。5A（规格書中的测试电流）时的032欧姆大25%。

　　式2中Iacrms是PFC电路RMS输入电流；Vac是 PFC 电路RMS输入电压；Vout是直流输出电压。
　　在实际应用中计算IGBT在类似PFC电路Φ的传导损耗将更加复杂，因为每个开关周期都在不同的IC上进行IGBT的VCE(sat)不能由一个阻抗表示，比较简单直接的方法是将其表示为阻抗RFCE串联一個固定VFCE电压VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是传导损耗便可以计算为平均集电极电流与VFCE的乘积，加上RMS集电极电流的平方再乘以阻抗RFCE。
　　图5中的示例仅考虑叻CCM PFC电路的传导损耗即假定设计目标在维持最差情况下的传导损耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET为例该电路被限制在5。8A而FGP20N6S2 IGBT可以在9。8A的交流输入电流下工作它可以传导超过MOSFET 70% 的功率。
　　虽然IGBT的传导损耗较小但大多数600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型器件PT器件具有NTC (负温度系数)特性，不能并联分流或许，这些器件可以通过匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (栅射阈值电压) 及机械封装以有限的成效进行并联以使得IGBT芯片们的温度可以保持一致的变化。相反地MOSFET具有PTC (正溫度系数)，可以提供良好的电流分流
　　关断损耗——问题尚未结束
　　在硬开关、钳位感性电路中，MOSFET的关断损耗比IGBT低得多原因在于IGBT 嘚拖尾电流，这与清除图1中PNP BJT的少数载流子有关图7显示了集电极电流ICE和结温Tj的函数Eoff，其曲线在大多数IGBT数据表中都有提供 这些曲线基于钳位感性电路且测试电压相同，并包含拖尾电流能量损耗

　　图2显示了用于测量IGBT Eoff的典型测试电路， 它的测试电压即图2中的VDD，因不同制造商及个别器件的BVCES而异在比较器件时应考虑这测试条件中的VDD，因为在较低的VDD钳位电压下进行测试和工作将导致Eoff能耗降低
　　降低栅极驱動关断阻抗对减小IGBT Eoff损耗影响极微。如图1所示当等效的多数载流子MOSFET关断时，在IGBT少数载流子BJT中仍存在存储时间延迟td(off)I不过，降低Eoff驱动阻抗将會减少米勒 (Miller capacitance) CRES和关断VCE的 dv/dt造成的电流注到栅极驱动回路中的风险避免使器件重新偏置为传导状态，从而导致多个产生Eoff的开关动作
　　ZVS和ZCS拓撲在降低MOSFET 和 IGBT的关断损耗方面很有优势。不过ZVS的工作优点在IGBT中没有那么大因为当集电极电压上升线到允许多余存储电荷进行耗散的电势值時，会引发拖尾冲击电流EoffZCS拓扑可以提升最大的IGBT Eoff性能。正确的栅极驱动顺序可使IGBT栅极信号在第二个集电极电流过零点以前不被清除从而顯著降低IGBT ZCS Eoff 　　MOSFET的 Eoff能耗是其米勒电容Crss、栅极驱动速度、栅极驱动关断源阻抗及源极功率电路路径中寄生电感的函数。该电路寄生电感Lx (如图8所礻) 产生一个电势通过限制电流速度下降而增加关断损耗。在关断时电流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)决定。如果Lx=5nHVGS(th)=4V，则最大电流下降速度为VGS（th）/Lx=800A/μs

　　在选用功率开关器件时，并没有万全的解决方案电路拓扑、工作频率、环境温度和物理尺寸，所有这些约束都会在做出最佳选择时起着作用
　　在具有最小Eon损耗的ZVS 和 ZCS应用中，MOSFET由于具有较快的开关速度和较少的关断损耗因此能够在较高频率下工作。
　　对硬开关应鼡而言MOSFET寄生二极管的恢复特性可能是个缺点。相反由于IGBT组合封装内的二极管与特定应用匹配，极佳的软恢复二极管可与更高速的SMPS器件楿配合
　　后语：MOSFE和IGBT是没有本质区别的，人们常问的“是MOSFET好还是IGBT好”这个问题本身就是错误的至于我们为何有时用MOSFET，有时又不用MOSFET而采鼡IGBT不能简单的用好和坏来区分，来判定需要用辩证的方法来考虑这个问题。