扫扫二维码，随身浏览文档
手机或平板扫扫即可继续访问
基于LTE上行的随机接入前导信号与SRS信号间干扰研究
举报该文档为侵权文档。
举报该文档含有违规或不良信息。
反馈该文档无法正常浏览。
举报该文档为重复文档。
推荐理由：
将文档分享至：
分享完整地址
文档地址：
粘贴到BBS或博客
flash地址：
支持嵌入FLASH地址的网站使用
html代码：
&embed src='/DocinViewer-4.swf' width='100%' height='600' type=application/x-shockwave-flash ALLOWFULLSCREEN='true' ALLOWSCRIPTACCESS='always'&&/embed&
450px*300px480px*400px650px*490px
支持嵌入HTML代码的网站使用
您的内容已经提交成功
您所提交的内容需要审核后才能发布，请您等待！
3秒自动关闭窗口开放、专业、智能的通信词语解释大全
是CDMA系统的一项关键技术。CDMA系统是干扰受限的系统，移动台的发射功率对小区内通话的其他用户而言就是干扰，所以要限制移动台的发射功率，使系统的总功率电平保持最小。 功率控制能保证每个用户所发射功率到达基站础保持最小，既能符合最低的通信要求，同时又避免对其他用户信号产生不必要的干扰。 功率控制的作用是减少系统内的相互干扰，使系统容量最大化。 CDMA中的功率控制
CDMA技术构建的蜂窝移动通信系统，终端用户都采用相同的频谱进行上下行链路的数据传输，每一个频谱信道都不是完全正交而是近似正交的，因而用户与用户之间存在干扰。每一个用户都是本小区内及相邻小区内同时进行通信的用户的干扰源。以宽带CDMA即WCDMA技术标准为例，基站覆盖的小区存在“远近效应”，这与通信用户进行通信时的信道功率有关。”远近效应”的具体描述是离基站远的用户到达基站的信号较弱，离基站近的用户到达基站的信号强，假定终端用户以相同的上行功率进行通信，则由于信号在信道中传输距离的远近差异，基站处收到的信号强度的差别可以达到30-70db，信号弱的用户的信号完全有可能被信号强的用户信号淹没，从而造成较远距离的用户完不成通信过程，严重时有可造成整个系统的崩溃。因此，有必要采取措施对用户终端的信号功率进行控制。另外，为了使基站发射的功率在到达每个用户终端时有个合理的值，也有必要优化基站的发射功率，换言之，基站也要加入到功率控制的框架中来。 功率控制-历史
3G中的功率控制
3G的三大技术体系标准分别是UMTS的WCDMA、IMT2000的CDMA2000和中国拥有自主知识产权的TD-SCDMA。 WCDMA又称为宽带CDMA（带宽为5MHz或更高），CDNA2000是在IS95(带宽为1.23MHz的2G CDMA)基础上直接演进而来，TD-SCDMA又称为时分同步CDMA，这里的同步指的是所有终端用户上行链路的信号在到达基站接收端的解调器时完全同步。总之，3G的三大标准均以CDMA为基础技术。 CDMA技术是1949年由Claude Shannon首先提出来的。CDMA码分多址技术实质上是基于扩频通信的技术，其扩频通信原理可用传输速率、带宽和信噪比之间关系的数学公式：Csh=Brf*LOG2(1+Eb/Io)来表示。CDMA提出后一直只应用在军事领域中的抗干扰通信。 1978年Cooper等人提出了在蜂窝移动通信中使用CDMA扩频技术的设想，但并未引起业界的重视，只有美国Qullcomm(高通)公司投入了一定力量进行商用化研究，并于1989年成功地进行了第一次商用化测试。两年之后，高通公司全面掌握了CDMA系统商用化的核心技术，从而使CDMA蜂窝移动电话商用系统于1996年1月在世界上首次成功推出。鉴于CDMA技术有光明的发展前景，因此，3G技术体系纷纷采用了以CDMA技术为基础的技术体系标准。 与FDMA和TDMA相比，CDMA具有许多独特的优点，归纳起来，CDMA应用于数字移动通信的优点有： 系统容量大。在CDMA系统中所有用户共用一个无线信道，当用户不讲话时，该信道内的所有其他用户会由于干扰减小而得益。因此利用人类话音特点的CDMA系统可大幅降低相互干扰，增大其实际容量近3倍。CDMA数字移动通信网的系统容量理论上比模拟网大20倍，实际上比模拟网大10倍，比GSM大 4-5倍。 系统通信质量更佳。软切换技术（先连接再断开）可克服硬切换容易掉话的缺点，CDMA系统工作在相同的频率和带宽上，比TDMA系统更容易实现软切换技术，从而提高通信质量，CDMA系统采用确定声码器速率的自适应阈值技术，强有力的误码纠错，软切换技术和分离分多径分集接收机，可提供TDMA系统不能比拟的，极高的数据质量。频率规划灵活，用户按不同的序列码区分，不同CDMA载波可在相邻的小区内使用，因此CDMA网络的频率规划灵活，扩展简单。 CDMA网络同时还具有建造运行费用低，基站设备费用低的特点，因而用户费用也较低。 频带利用率高。CDMA是一种扩频通信技术，尽管扩频通信系统抗干扰性能的提高是以占用频带带宽为代价的，但CDMA允许单一频率在整个系统区域内重复使用（即复用系数为1），即多用户共用这一频带同时通话，大大提高了频带利用率。这种扩频CDMA方式，虽要占用较宽的频带，但按每个用户占用的平均频带来计算，其频带利用率是很高的。CDMA系统还可以根据不同信号速率的情况，提供不同的信道频带动态利用，使给定频带得到更有效的利用。 适用于多媒体通信系统。CDMA系统能方便地使用多CDMA信道方式和多CDMA帧方式，传送不同速率要求的多媒体业务信息，处理方式和合成方式都比TDMA方式和FDMA方式灵活、简便、有利于多媒体通信系统的应用，比如可以在提供话音服务的同时提供数据服务，使得用户在通话时也可以接收寻呼信息。 CDMA手机的备用时间更长。低平均功率、高效的超大规模集成电路设计和先进的锂电池的结合显示了CDMA在便携式电话应用中的突破。用户可长时间地使用手机接收电话，也可在不挂机情况下接收短消息。然而，宽带CDMA系统的应用也还面临着一些技术困难，多址干扰的降低和抵消是CDMA的基本课题，也是提高宽带CDMA系统容量，发挥其系统特长的重要课题。其中最重要的问题之一就是功率控制问题。 功率控制-分类
功率控制构架图
功率控制分为前向功率控制和反向功率控制，反向功率控制又分为开环功率控制和闭环功率控制，闭环功率控制再细分为外环功率控制和内环功率控制。 前向功率控制指基站周期性地调低其发射到用户终端的功率值，用户终端测量误帧率，当误帧率超过预定义值时，用户终端要求基站对它的发射功率增加1％。每隔一定时间进行一次调整，用户终端的报告分为定期报告和门限报告。 反向功率控制在没有基站参与的时候为开环功率控制。用户终端根据它接收到的基站发射功率，用其内置的DSP数据信号处理器计算Eb/Io，进而估算出下行链路的损耗以调整自己的发射功率。开环功率控制的主要特点是不需要反馈信息，因此在无线信道突然变化时，它可以快速响应变化，此外，它可以对功率进行较大范围的调整。开环功率控制不够精确，这是因为开环功控的衰落估计准确度是建立在上行链路和下行链路具有一致的衰落情况下的，但是由于频率双工FDD模式中，上下行链路的频段相差190MHz，远远大于信号的相关带宽，所以上行和下行链路的信道衰落情况是完全不相关的，这导致开环功率控制的准确度不会很高，只能起到粗略控制的作用。WCDMA协议中要求开环功率控制的控制方差在10dB内就可以接受。 反向功率控制在有基站参与的时候为闭环功率控制。 其过程是基站对接收到的用户终端反向开环功率估算值作出调整，以便使用户终端保持最理想的发射功率。功率控制的实现是在业务信道帧中插入功率控制比特，插入速率可达1.6Kb／s，这样可有效跟踪快衰落的影响。其中“0”比特指示用户终端增加发射功率；“1”比特指示用户终端减少发射功率。闭环功率控制的调整永远落后于测量时的状态值，如果在这段时问内通信环境发生大的变化，有可能导致闭环的崩溃，所以功率控制的反馈延时不能太长，一般的意见是由通信本端的某一时隙产生的功率控制命令应该在两个时隙内回馈。 闭环功率控制由内环功率控制和外环功率控制两部分组成。在信噪比测量中，很难精确测量信噪比的绝对值。且信噪比与误码率(误块率)的关系随环境的变化而变化，是非线性的。比如，在一种多径传播环境时，要求百分之一的误块率（BLER），信噪比（SIR）是5dB，在另一种多径环境下，同样要求百分之一的误块率，可能需要5．5dB信噪比。而最终接入网提供给NAS的服务中QoS表征量为BLER，而非SIR，业务质量主要通过误块率来确定的，二者是直接的关系，而业务质量与信噪比之间则是间接的关系。所以在采用内环功控的同时还需要外环功控。 在外环闭环功率控制中，基站每隔20ms为接收器的每一个帧规定一个目标Eb／Io(从用户终端到基站)，当出现帧误差时，该Eb／Io值自动按0. 2～0.3为单位逐步减少，或增加3～5db。在这里只有基站参与。外环功率控制的周期一般为TTI（10ms、20ms、40ms、80ms）的量级，即10-100Hz。外环功率控制通过闭环控制，可以间接影响系统容量和通信质量，所以不可小视。 在内环闭环功率控制中，基站每隔1.25ms比较一次反向信道的Eb／Io和目标Eb／Io，然后指示移动台降低或增加发射功率，这样就可达到目标Eb／Io。内环功率控制是快速闭环功率控制，在基站与移动台之间的物理层进行。 功率控制-实现过程
闭环功控示意图
功率控制的实现方式可以分为两大类：内环功控和外环功控。当手机处于软切换状态时，快速功控会导致下行功率飘移。为了解决下行功率漂移问题，Serving-RNC需要对NodeB进行功率均衡。 内环功控 内环功控的主要作用是通过控制物理信道的发射功率，使接收SIR收敛于目标SIR。WCDMA系统是通过估计接收到的Eb/No来发出相应的功率调整命令的。Eb/No与SIR具有一定的对应关系，例如对于12.2kbit/s的语音业务，Eb/No的典型值为5.0dB,在码片速率 3.84Mchip/s的情况下，处理增益为10log10（3.84M/12.2k）=25dB。所以SIR＝5dB-25dB=-20dB。即：载干比（C/I）>-20dB。 内环功控分为开环和闭环两种方式。开环功控目的提供初始发射功率的粗略估计，它根据测量结果对路径损耗和干扰水平进行估计，从而计算初始发射功率。 开环功控 初始功率P_PRACH=P-CPICHDL TX power C CPICH_RSCP + UL interference + Constant Value。P-CPICH DL TX powerCCPICH_RSCP为下行路径损耗。计算P_PRACH上行路径损耗，并是根据下行信号所得到的路径损耗来估计上行损耗。由于上下行频段间隔较大，上下行的快衰落情况是完全不相关的，因此，这个估计值是很不准确的。下面给出具体的说明： 刚进入接入信道时(闭环校正尚未激活) 平均输出功率(dbm)=-平均输入功率(dbm)-Pcon+NOM_PWR(db)+INIT_PWR(db)， 其中：平均功率是相对于宽带CDMA(5MHz)的标称信道带宽而言。 INIT_PWR是对第一个接入信道序列所需作的调整；NOM_PWR是为了补偿由于前向CDMA信道和反向CDMA信道之间不相关造成的路径损耗。 其后的试探序列不断增加发射功率(步长为PWR_STEP)，直到收到一个效应或序列结束。输出的功率电平为： 平均输出功率(dbm)=-平均输入功率(dbm)Pcon+NOM_PWR(db)+INIT_PWR+PWR_STEP之和(db)。 在反向业务信道开始发送之后一旦收到一个功率控制比特，移动台的平均输出功率变为： 平均输出功率(dbm)=-平均输入功率(dbm)-Pcon+NOM_PWR(db)+INIT_PWR+PWR_STEP之和(db)+所有闭环功率校正之和(db)： 其中：Pcon为一个常数修正值，这由多种系统参数决定。 NOM_PWR与INIT_PWR以及PWR_STEP也有一定的数值限定范围。 针对3G移动技术体系标准普遍使用CDMA作为基础技术，要想在3G系统中真正发挥3G容量大、服务质量好、传输速率高等优势，就必须根据CDMA技术的特点，做好3G正反向的功率控制系统的优化建设。
功率控制-在WCDMA中的应用
功控中的速率控制
功率控制是WCDMA系统的关键技术之一。由于远近效应和自干扰问题，功率控制是否有效直接决定了WCDMA系统是否可用，并且很大程度上决定了WCDMA系统性能的优劣，对于系统容量、覆盖、业务的QoS（系统服务质量）都有重要影响。 功率控制的作用首先是提高单用户的发射功率以改善该用户的服务质量，但由于远近效应和自干扰的问题，提高单用户发射功率会影响其他用户的服务质量，所以功率控制在WCDMA系统中呈现出矛盾的两个方面。 WCDMA系统采用宽带扩频技术，所有信号共享相同频谱，每个移动台的信号能量被分配在整个频带范围内，这样移动台的信号能量对其他移动台来说就成为宽带噪声。由于在无线电环境中存在阴影、多径衰落和远距离损耗影响，移动台在小区内的位置是随机的且经常变动，所以信号路径损耗变化很大。如果小区中的所有用户均以相同的功率发射，则靠近基站的移动台到达基站的信号强，远离基站的移动台到达基站的信号弱，另由于在WCDMA系统中，所有小区均采用相同频率，上行链路为不同用户分配的地址码是扰码，且上行同步较难，很难保证完全正交。这将导致强信号掩盖弱信号，即远近效应。 因此，功率控制目的是在保证用户要求的QoS的前提下最大程度降低发射功率，减少系统干扰从而增加系统容量。
相关讨论贴
相关技术问答
相关资料下载
随机推荐词语&|&&|&&|&&|&&&
&&最新加入
清华大学中国科学院计算机网络信息中心北京波尔通信技术股份有限公司广东省电信规划设计院有限公司金陵帝斯曼树脂有限公司深圳中兴力维技术有限公司北京市政务网络管理中心北京邮电大学江苏亨通线缆科技有限公司江西安讯实业股份有限公司
沈阳敏像科技有限公司中国铁塔股份有限公司中国电子科技集团公司第四十一研究所瑞典蓝博测试有限公司北京代表处中国科学院计算机网络信息中心北京红云融通技术有限公司北京凌云光子技术有限公司广州番禺电缆集团有限公司京信通信系统（广州）有限公司浙江南都电源动力股份有限公司
&&&&&&&& &&&&&&&& &&&&
3GPP LTE中的OFDMA和SC-FDMA性能比较
&您当前的位置：
通信世界网
&&& 通用陆地无线接入(UTRA)演进的目标是构建出高速率、低时延、分组优化的无线接入系统[1]。 演进的UTRA致力于建立一个上行速率达到50 MHz、下行速率达到100 MHz、频谱利用率为3G R6的3～4倍[2] 的高速率系统。为达到上述目标，多址方案的选择应该考虑在复杂度合理的情况下，提供更高的数据速率和频谱利用率。在上行链路中，由于终端功率和处理能力的限制，多址方案的设计更具挑战性，除了性能和复杂度，还需要考虑峰值平均功率比(PAPR)对功率效率的影响。
&&& 在3GPP LTE的标准化过程中，诺基亚、北电等公司提交了若干多址方案，如多载波(MC)-WCDMA，MC-TD-SCDMA，正交频分多址接入(OFDMA)，交织频分复用(IFDMA)和基于傅立叶变换扩展的正交频分复用(DFT-S OFDM)。OFDMA已成为下行链路的主流多址方案，并且是上行链路的热门候选方案，其中，北电公司的方案支持频分双工(FDD)方式[3]，信息产业部电信传输研究所的方案支持时分双工(TDD)方式[4]。
&&& 由于正交频分复用(OFDM)能够很好地对抗无线传输环境中的频率选择性衰落，可以获得很高的频谱利用率，OFDM非常适用于无线宽带信道下的高速传输。通过给不同的用户分配不同的子载波，OFDMA提供了天然的多址方式。由于用户间信道衰落的独立性[1]，可以利用联合子载波分配带来的多用户分集增益提高性能，达到服务质量(QoS)要求。然而，为了降低成本，在用户设备(UE)端通常使用低成本的功率放大器，OFDM中较高的PAPR将降低UE的功率利用率，降低上行链路的覆盖能力。由于单载波频分复用(SC-FDMA)具有的较低的PAPR，它被提议成为候选的多址方案[5]。
&&& 目前，OFDMA已被广泛研究，并已成为3GPP LTE的下行链路的主流多址方案。然而，在上行链路的研究中，尽管SC-FDMA成为主流的多址方式，但OFDM和SC-FDMA之间的比较大多从PAPR的角度进行，而没有考虑两者的链路性能，更没有充分地考虑PAPR和性能的折衷。本文比较了OFDMA和DFT-S OFDM的基本原理，并仿真了它们在无线信道中的基本性能。仿真结果表明：尽管DFT-S OFDM具有较低的PAPR，但它的链路级性能却不如OFDMA。
&&& 1 OFDMA和DFT-SOFDM的基本原理
&&& 1.1OFDMA的基本原理
&&& OFDMA将整个频带分割成许多子载波，将频率选择性衰落信道转化为若干平坦衰落子信道，从而能够有效地抵抗无线移动环境中的频率选择性衰落。由于子载波重叠占用频谱，OFDM能够提供较高的频谱利用率和较高的信息传输速率。通过给不同的用户分配不同的子载波，OFDMA提供了天然的多址方式，并且由于占用不同的子载波，用户间满足相互正交，没有小区内干扰(如图1所示)。同时，OFDMA可支持两种子载波分配模式：分布式和集中式。在子载波分布式分配的模式中，可以利用不同子载波的频率选择性衰落的独立性而获得分集增益。
&&& 此外，因为OFDMA已成为下行链路的主流方案，上行链路如也采用OFDMA，LTE的上下行链路将具有最大的一致性，可以简化终端的设计。
&&& 一个分配了M个子载波的用户的传输信号可表示为：D =[d 0，d 1……d M-1]T，其中，T代表矩阵转置，di是调制信号。
&&& 经过快速傅立叶反变换(IFFT)调制后，信号向量S =F N* T N,M D，其中TN，M代表子载波分配的映射矩阵，其元素是表达子载波的分布式或者集中式分配。F*N是N点IFFT矩阵，*代表共轭转置，并且FN=[f 1T，f 2T……f NT]T，
&&& 经过衰落信道和快速傅立叶变换(FFT)信号处理后，频域的接收信号可以作如下表达：R=HTN，M D+n，其中H=diag(Hk)，Hk是第k个子载波上的频域响应；n是高斯噪声向量；R=[r(0)，r (1) ……r (N-1)]T，r (k)是第k个子载波上的接收信号。
&&& 由于OFDM的时域信号是若干平行随机信号之和，因而容易导致高PAPR。基站端的功率限制相对较弱，并且可以采用较为昂贵的功率放大器，所以在下行链路中，高PAPR不会带来太大的问题。然而，在上行链路中，由于用户终端的功率放大器要求低成本，并且电池的容量有限，因而高PAPR会将降低UE的功率利用率，减小上行的有效覆盖。为避免OFDM的上述缺点，必须降低PAPR。
&&& 降低OFDM的PAPR的技术有很多，比如选择性映射、削波和滤波等等。文献[6]中证明了通过削波和滤波，可以将PAPR降低到6 dB以下时，同时对OFDM的性能影响很小，而且带来的复杂度增加也是可以接受的。因此，本文将主要研究不同多址方案的链路级性能的比较。
&&& 1.2DFT-SOFDM的基本原理
&&& 结合动态带宽分配的单载波传输技术已成为LTE上行链路的主要候选多址方案[1]，其主要优势是具有较低的PAPR。与多载波信号相比，单载波技术可以降低对终端功放的要求，提高功率的利用率。
&&& DFT-S OFDM可以认为是SC-FDMA的频域产生方式，是OFDM在IFFT调制前进行了基于傅立叶变换的预编码。不加循环前缀的传输信号可以表达为：S=FN* TN，M FM D，其中FM是M点FFT。
&&& DFT-S OFDM也具有两种模式：集中式和分布式。图2是集中式DFT-S OFDM的示例，其中m 1……m M表示M个不同的调制器传输的比特数，而f 1……f M表示N点IFFT的M路输入。在发送端，先对块长为M的调制信号进行M点FFT信号处理，再根据子载波映射模式将M点FFT的输出信号映射到N个子载波上，经过IFFT将信号转变为时域信号之前，可以进行频域脉冲成型。与时域脉冲成型类似，频谱成型可以在频谱的利用率和PAPR间折衷，如果滚降系数大于0，则使频谱扩张，这与时域脉冲成型要求的过采样率相对应。
&&& 接收端为图2的逆过程。在去保护间隔和N点FFT处理以后，频域的接收信号为：R=HTN，M FM D +n，此时DFT-S OFDM也能在频域进行均衡。
&&& 2 系统参数设定和均衡器
&&& 在3GPP LTE的提案中，很多仿真结果都是在3GPP步行环境B类信道(PB)3 km/h或者车载环境A类信道(VA)120 km/h的情况下。不论是OFDMA还是DFT-S OFDM，在经过这样的衰落信道后，其接收信号都将成为频率选择性信号。如果用户所占用的子载波上的信道不是常值的话，就需要频域均衡器来恢复信号。本文中采用迫零(ZF)均衡器。
&&& 对于OFDMA系统，在经过ZF均衡后，信号可以表达为：
&&& 其中n'=H*Wn，W是对角矩阵，定义
&&& 在OFDMA的接收端，经过均衡后，恢复的数据直接送入软解调和解码单元。很明显，由于信道是频率选择性的，可以获得频率分集增益。信道的频率选择性越强，则OFDMA能获得的频率分集增益越大。在下节中，仿真结果将证实我们的分析。
&&& 对于DFT-SOFDM系统，在进行最小均方误差(MMSE)均衡后，信号可表示为：R=H*W(HTN，MFMD+n)=H*WHTN，MFMD+n'，其中
&&& 比较D和R，可以看到DFT-SOFDM在频域均衡后，在解调和解码单元前，还需要进行M点的IFFT(与发送端相对应)。经过M点IFFT后，信号可表示为：
&&& 其中。已恢复的数据D送入DFT-S OFDM接收端的软解调和解码单元。DFT-S OFDM的优势在于其信号的时域实现能够在一定程度上降低PAPR。但是，由于解码也是在时域进行的，DFT-S OFDM只能利用时域选择性衰落。
&&& 表1 给出了本文仿真的公共参数[7]。
&&& 3 仿真结果的比较
&&& DFT-S OFDM和OFDMA两种上行多址方式的链路级仿真结果如图3所示。当每用户分配300个相邻子载波时，两种多址方式的未编码系统的误码率(BER)性能分别如图3中红色和蓝色线所示，这里，两者都是理想信道估计，均采用ZF均衡。
&&& 可以看到，DFT-S OFDM性能劣于OFDMA，原因在于信道是频率选择性的。OFDMA在频域进行解调，其性能取决于深衰落的子载波；而对于DFT-S OFDM，解调是在时域进行的，并且其信号是IFFT之前信号的平均，不能有效利用信道频率选择性，所以其性能劣于OFDMA。然而。DFT-S OFDM对信噪比(SNR)更为敏感，随着SNR的增加，OFDMA和DFT-S OFDM性能会逐渐接近。
&&& 图4给出了每用户分配300个相邻子载波、16相正交幅度调制(16QAM)调制时，两种多址方式的编码系统的误块率(BLER)性能。这里OFDMA采用了ZF均衡，而DFT-S OFDM采用了MMSE均衡。可以看到，当BLER为10-2时，OFDM与DFT-S OFDM相比，具有3 dB的增益。原因在于信道是频率选择性的，OFDMA能有效利用信道的频率选择性。所以，结合编码的OFDM系统与时域编码系统相比，能获得明显的增益。
&&& 在实际系统中，接收端需要进行信道估计。图5是实际信道估计下的两种多址方案在120 km/h信道中的性能比较，采用了文献[8]中对OFDMA和DFT-SOFDM定义的系统框图。对于两种多址方案，信道估计误差都会降低其性能。OFDMA优于DFT-S OFDM，在BLER为10-2并采用16QAM调制时，OFDMA有5 dB的增益。
&&& 多输入多输出(MIMO)技术也是LTE的候选技术，它可以改善性能和提供频谱利用率。图6是两种多址方案在理想信道估计时，结合MIMO技术的性能。这里，发送端采用了空时分组码(STBC)；在接收端，OFDMA和DFT-SOFDM分别采用了ZF均衡和MMSE均衡。从仿真结果可以看到，在BER为10-2、采用正交相移键控(QPSK)调制时，OFDMA有2 dB的增益。当增加调制阶数，由QPSK变为16QAM后，OFDMA与DFT-SOFDM相比，增益增加到6.5 dB。因此，尽管MIMO技术能明显改善DFT-S OFDM的性能，由于不能利用频率选择性，结合MIMO的系统中，DFT-S OFDM的性能仍劣于OFDMA。
&&& 4 结束语
&&& 本文阐述了OFDMA和DFT-S OFDM的基本原理，比较了两者的基本性能。仿真结果表明，在未编码的条件下，当BER为10-3 、12个子载波被占用时，OFDMA优于DFT-S OFDM 1 dB；在采用Turbo编码的条件下，当BER为10-3时，OFDMA与DFT-S OFDM相比，有将近3 dB的增益；在结合MIMO的系统中，OFDMA对DFT-S OFDM的链路级性能的优势将扩大。由于OFDMA的PAPR可以降低到3GPP要求的6 dB以下，而性能降低小于0.5 dB[6]，因此从链路级性能来看，OFDMA的性能优于DFT-S OFDM。
Copyright& 　版权所有&&&|&
网站维护： (010),}